TPS536C7控制器Turbo模式与热平衡管理机制深度解析-平芜编程栈

1. 项目概述：TPS536C7控制器深度解析

在数据中心、AI服务器和高端计算平台的心脏地带，多相降压控制器扮演着至关重要的角色。它不仅仅是把12V输入转换成CPU或GPU所需的1V以下低电压那么简单，更是一个集成了精密电流控制、动态功率管理和智能热平衡的复杂系统。我接触过不少这类控制器，而德州仪器（TI）的TPS536C7系列，以其高达12相的双通道架构和高度集成的PMBus接口，在追求极致功率密度和可靠性的设计中尤为常见。

简单来说，TPS536C7的核心任务，是在一个极小的物理空间和严格的效率要求下，安全、稳定、高效地提供数百甚至上千安培的电流。这就像在一个繁忙的十字路口指挥交通，不仅要保证每辆车（每一相电流）顺畅通过，还要根据车流量（负载电流）动态调整车道（工作相位），并确保没有一条车道（功率器件）因过度拥堵而过热。其背后的“交通规则”，就是由Turbo模式、热平衡管理（TBM）和一套完整的PMBus指令集构成的。

本文不会停留在数据手册的简单翻译上。我将结合实际的调试经验和电路设计考量，深入拆解TPS536C7的Turbo模式与热平衡管理机制，并详细剖析其PMBus接口的电气规格与配置逻辑。你会看到，每一个参数表格背后的设计意图，以及在实际应用中如何权衡和配置这些参数，来应对真实世界中的负载瞬变、热挑战和系统可靠性要求。无论你是正在评估选型，还是已经进入调试阶段，希望这些从一线实践中总结的细节能帮你避开一些坑，更高效地驾驭这颗高性能控制器。

2. Turbo模式与热平衡管理（TBM）机制深度剖析

2.1 Turbo模式：应对瞬时负载的“性能爆发”

在多相控制器中，所有相位通常平均分担负载电流。但在CPU或GPU启动一个高负载任务时，电流需求可能在微秒级内急剧上升，这种负载阶跃（Load Step）如果响应不及时，会导致输出电压瞬间跌落（Vdroop），可能引发系统不稳定甚至复位。

TPS536C7的Turbo模式，就是为了应对这种瞬时大电流需求而设计的“超频”机制。它的核心思想是：在检测到负载快速上升时，临时让一部分相位输出超出其额定平均值的电流，从而快速补充输出电容的能量，抑制电压跌落。

根据你提供的规格表，Nturbo参数定义了可以进入Turbo模式的相位数量，范围是0到4相。这意味着你可以配置最多4个相位作为“Turbo相”，在需要时提供额外的电流能力。这个配置需要仔细权衡：

设为0：禁用Turbo模式。系统完全依赖常规的相位交错和环路响应来应对负载瞬变，适用于负载变化平缓或对噪声极其敏感的应用。
设为1-4：启用Turbo模式。数值越大，瞬间可提供的额外电流能力越强，对抑制电压跌落的效果越好，但也会增加Turbo相功率器件的瞬时热应力。

更关键的是GTURBO（Turbo相电流共享增益）参数。它定义了Turbo相在激活期间，其目标电流相对于常规相电流的放大倍数。通过USER_DATA_10[6:5]这两位进行配置：

00b (100%)：Turbo相目标电流与常规相相同。这实际上只是让Turbo相提前响应，并未增加其电流输出上限，效果有限。
01b (150%)：Turbo相目标电流是常规相的1.5倍。这是一个比较温和的增益，能在提供额外电流和限制热应力之间取得平衡。
10b (180%)与11b (220%)：提供更强的电流增益，对抑制大阶跃负载下的电压跌落效果显著，但必须确保Turbo相所用的功率MOSFET和电感能够承受这样的瞬时过流，且不会触发过流保护（OCP）。

实操心得：Turbo模式配置的权衡在实际调试中，我通常遵循以下步骤：
评估负载特性：用电子负载或真实CPU测试板，测量最恶劣的负载阶跃（di/dt）和电流幅度。
计算所需额外电流：根据阶跃幅度、允许的电压跌落（Vdroop）以及输出电容的储能，估算需要Turbo相提供的额外电流。
选择GTURBO：从150%开始测试，用示波器观察Vcore电压的跌落深度和恢复时间。如果不够，再逐步提高增益。务必同步用热像仪监测Turbo相功率器件的温升，确保在瞬态期间不会超过安全温度。
选择Nturbo：如果单个Turbo相的增益已调到上限仍无法满足要求，再考虑增加Turbo相数量。通常1-2个Turbo相足以应对绝大多数场景。
注意环路稳定性：Turbo模式是一种非线性控制，过强的增益或不当的触发/退出时机可能影响环路的相位裕度。建议在配置后重新测量环路的波特图（Bode Plot）。

2.2 热平衡管理（TBM）：让热量分布更均匀

在多相并联系统中，即使采用了精密的电流均衡（Current Sharing）技术，由于PCB布局不对称、功率器件参数离散性、散热条件差异等因素，各相之间的温度仍然可能不均匀。长期运行在高温下的相位，其元器件（尤其是MOSFET）的寿命会加速衰减，成为系统可靠性的短板。

TPS536C7的热平衡管理（TBM）功能，就是为了主动解决这个问题。它通过监测各相的温度（或通过电流间接推算热应力），动态微调各相的目标电流，将热量从较热的相位向较冷的相位转移，从而实现温度的均衡。

其核心参数是热平衡增益KT，通过USER_DATA_10[3:0]这4位配置，范围从0.8%到1.2%。这个增益值决定了温度反馈对电流分配的调节强度。

工作原理简化模型：

控制器估计或测量各相的温度（Ti）。
计算平均温度（Tavg）和每相的温度偏差（ΔTi = Ti - Tavg）。
根据温度偏差和KT增益，计算每相的电流调整量：ΔIi =KT* ΔTi。
在原有的电流均衡目标上，叠加这个调整量，使较热的相略微减少电流，较冷的相略微增加电流。

例如，设置KT=1%（USER_DATA_10[3:0] = 0100b）。如果A相比平均温度高10°C，那么TBM算法会尝试将A相的目标电流降低约10% * 1% = 0.1%（实际算法可能更复杂，但原理类似），同时将这部分电流分配到更冷的相位上。

注意事项：TBM的副作用与调试TBM是一个慢速的优化过程，旨在改善长期运行的热分布，而不是应对快速的温度变化。使用时需注意：
影响电流精度：TBM的调节会轻微打破理想的电流均衡，可能使每相电流的测量值（如通过READ_IOUT）出现微小偏差。在需要极高电流测量精度的场合，需要评估其影响。
与Turbo模式的互动：如果Turbo相恰好是温度较高的一相，TBM可能会试图降低其电流，这与Turbo模式需要它提供更大电流的意图相冲突。在设计时需要综合考虑，或通过配置将Turbo相排除在TBM调节范围之外（如果支持）。
调试方法：验证TBM效果的最佳方法是在热稳态下（如满载运行30分钟后），用热像仪拍摄功率模组或电感的温度分布。启用TBM后，温度分布的均匀性应有肉眼可见的改善。KT值不宜设置过大，否则可能引起电流分配的低频振荡。

2.3 USER_DATA_10寄存器配置实例

USER_DATA_10寄存器同时控制了Turbo模式和TBM。这是一个典型的32位（或更宽）的用户配置寄存器。假设我们需要配置：启用2个Turbo相（Nturbo=2，此参数可能由其他寄存器或引脚配置），Turbo增益为180%，热平衡增益为1%。

我们需要关注的是USER_DATA_10[6:5]和USER_DATA_10[3:0]位域��

对于GTURBO=180%，查表对应USER_DATA_10[6:5] = 10b。
对于KT=1%，查表对应USER_DATA_10[3:0] = 0100b。

因此，我们需要向USER_DATA_10寄存器写入相应的值。假设该寄存器其他位均保持默认值0，那么我们需要设置[6:5]=10，[3:0]=0100。具体的寄存器地址和写入操作需要通过PMBus命令MFR_SPECIFIC_XX（具体命令号需查完整数据手册）来完成。

通过PMBus工具（如TI的Fusion Digital Power Designer）发送命令的伪代码如下：

// 假设 USER_DATA_10 的 PMBus 命令码为 0xE2（需确认） // 先读取当前值，避免修改其他位 uint32_t current_data = pmbus_read_word(0xE2); // 清除目标位域 current_data &= ~(0x3 << 5); // 清除[6:5] current_data &= ~(0xF << 0); // 清除[3:0] // 设置新值 current_data |= (0x2 << 5); // 设置[6:5]=10b (0x2) current_data |= (0x4 << 0); // 设置[3:0]=0100b (0x4) // 写回寄存器 pmbus_write_word(0xE2, current_data);

3. 过流保护（OCL）与遥测（Telemetry）参数精讲

3.1 过流保护（OCL）：系统的安全阀

过流保护是电源管理芯片的保命功能。TPS536C7的每相都有独立的谷底过流（Valley OCL）检测。谷底过流检测的是电感电流的最低点（即下管导通结束时的电流），这种检测方式比峰值检测更能反映平均电流水平，有助于防止电感饱和。

关键参数IOCL（Phase Valley OCL Thresholds）是可编程的，范围从17A到130A。这个阈值是针对每一相的。配置时需注意：

可编程分辨率：在17A-80A范围内，分辨率是3A；在85A-130A范围内，分辨率是5A。这意味着你无法随意设定任意值，只能设定为这些离散的步进值。
精度：在17A-80A范围内，精度为±3.05A；在85A-130A范围内，精度为±5.55A。这是设计中的关键裕量！假设你设定OCL阈值为50A，考虑到-3.05A的误差，实际可能在46.95A就触发保护。因此，在设定OCL阈值时，必须基于功率器件（MOSFET、电感）的最小饱和电流或最大允许电流来设定，并叠加上这个负向精度误差作为安全边际。

例如，假设所用功率电感的饱和电流是60A。我们希望OCL在电流达到55A时触发，为电感留出5A的裕量。

目标阈值55A落在17A-80A区间，分辨率为3A。最接近的可设定值为54A或57A。
考虑到负精度-3.05A，如果设定为54A，最早可能在54A - 3.05A = 50.95A触发；如果设定为57A，最早可能在53.95A触发。
从保护电感的角度（希望不晚于55A触发），选择57A更合适，因为其最坏情况下的触发点是53.95A，早于55A。但同时要确保57A + 3.05A = 60.05A不会超过电感的饱和电流太多（本例中刚好在边缘，需谨慎）。
最终，通过PMBus命令IOUT_OC_FAULT_LIMIT写入对应的值（具体数值需要根据数据手册的映射表将安培值转换为PMBus线性格式或直接写入代码）。

3.2 电流与电压遥测：系统的“眼睛”

遥测数据的准确性直接决定了监控系统的可靠性。TPS536C7提供了丰富的遥测参数。

3.2.1 电流遥测（IMON）

滤波与更新：tCS_FIL（每相电流滤波时间常数300µs）和tIMON_FIL（总电流滤波时间常数290µs）决定了电流读数的平滑度。较长的滤波时间能抑制噪声，但会降低响应速度。tCS_UPDATE和tIMON_UPDATE（20µs和24µs）则是数据更新的周期。
量程与精度：ICS_RNG（每相电流报告范围-10A到120A）和IMON_RNG（总电流报告范围-10A到70 x Nph A）定义了ADC的量程。精度表格是调试的黄金参考。例如，对于一个12相配置，输出总电流IOUT=240A时，IMON_ACC精度为-3%到+3%。这意味着如果你通过PMBus读取的电流值是240A，实际电流可能在232.8A到247.2A之间。在计算系统效率或进行功耗预算时，必须考虑这个误差范围。
校准：IMON_CAL_OFFSET和IMON_CAL_GAIN提供了软件校准的手段。如果发现电流读数存在固定的偏移（Offset）或增益（Gain）误差，可以通过这两个寄存器进行微调。例如，在已知负载为0A时，读取READ_IOUT值不为0，则可以将偏移量写入IOUT_CAL_OFFSET进行补偿。

3.2.2 电压与温度遥测

READ_VOUT精度：在输出电压VVSP为0.25V-0.75V时，精度高达±5mV；在0.75V-1.5V时为±10mV；高于1.5V时为±15mV。对于低至0.8V的CPU核心电压，±10mV的精度意味着相对误差约1.25%，这对于监控过压/欠压状态是足够的。
READ_TEMPERATURE_1精度：±2.5°C。这个精度足以用于过温预警和保护。温度传感器通常连接在TSEN引脚，其低电压检测阈值VTSENUVR（上升沿245mV典型值）和VTSENUVF（下降沿160mV典型值）提供了迟滞，防止噪声引起的误触发。

3.2.3 输入电流遥测（IIN）这对于计算整机输入功率和效率至关重要。关键配置在于GINSHUNT（输入放大器增益，20-100 V/V可选）和外部检流电阻RSHUNT的选择。

设计流程：
1. 确定待测的最大输入电流IIN_MAX（例如100A）。
2. 选择检流电阻RSHUNT。其阻值需要在测量精度（阻值大，信号强）和功率损耗（I²R）之间折衷。例如选择0.2mΩ。
3. 计算在IIN_MAX时，RSHUNT上的压降：VSENSE = IIN_MAX * RSHUNT = 100A * 0.2mΩ = 20mV。
4. 选择GINSHUNT，使得放大后的电压不超过VCSIN_MAX（800mV）。所需最小增益Gmin = VCSIN_MAX / VSENSE = 800mV / 20mV = 40 V/V。
5. 从可选增益（20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 100）中，选择大于等于Gmin的值，例如40 V/V或50 V/V。选择更高的增益可以提高ADC分辨率，但会缩小量程。这里选择40 V/V。
6. 验证放大后的最大电压：20mV * 40 = 800mV，恰好达到满量程，充分利用了ADC的动态范围。

4. PMBus接口电气规格与通信实战

PMBus是配置、监控和控制TPS536C7的神经中枢。理解其电气和时序规格，是稳定通信的基础。

4.1 关键时序参数解析

你提供的表格包含了完整的PMBus（基于I2C）时序参数。在硬件设计（上拉电阻、走线长度）和软件驱动（MCU的I2C时钟配置）时，必须满足这些要求。

总线速度：PMBCLKR范围0.05MHz到2MHz。这意味着支持标准模式（100kHz）、快速模式（400kHz）和快速模式+（1MHz）。注意：不支持高速模式（3.4MHz）。
启动/停止条件：tPMB-BUF（停止到启动的最小空闲时间0.5µs）和tPMB-SU-STO（停止条件建立时间0.26µs）通常由主设备（MCU）的I2C外设自动处理，但需确认其性能。
数据有效性：tPMB-SU-DAT（数据建立时间50ns）和tPMB-HD-DAT（数据保持时间0µs）是最关键的参数之一。它定义了在SCL时钟上升沿附近，SDA数据线必须保持稳定的时间窗口。50ns的建立时间要求对于400kHz或1MHz时钟来说是比较宽松的，大多数MCU都能满足。0µs的保持时间意味着数据在SCL上升沿之后可以立即变化，这也很常见。
时钟延展（Clock Stretching）：tPMB-LOW-SEXT（从设备最大延展时间25ms）和tPMB-LOW-MEXT（主设备最大延展时间10ms）。这是PMBus/I2C允许从设备或主设备在传输中拉低SCL以争取处理时间的机制。TPS536C7作为从设备，可能会在处理复杂命令时使用时钟延展。你的主机程序必须能处理��种情况。
超时：tPMB-TIMEOUT（时钟低超时25-35ms）。如果SCL线被意外拉低超过35ms，设备可以复位通信。这是一个防总线挂死的安全机制。

4.2 上拉电阻与总线电容计算

总线速度受限于总线的RC时间常数。参数给出了CPMB-BUS（总线电容）最大400pF，CPMB-PIN（引脚电容）10pF。

上拉电阻（Rp）选择计算：对于上升时间tR，有近似公式：tR ≈ 0.35 / (总线带宽)，而总线带宽受限于Rp * Cbus。以400kHz快速模式为例，标准要求上升时间tR小于300ns（你的表中tR-PMB在400kHz下最大也是300ns）。假设总线总电容Cbus为200pF（包括所有设备引脚电容和走线电容）。由公式tR ≈ 2.2 * Rp * Cbus（RC充电经典公式，更准确），可得：Rp ≈ tR / (2.2 * Cbus) = 300ns / (2.2 * 200pF) ≈ 681Ω这是一个理论最小值。还需要考虑：

逻辑高电平：VPULLUP_PMBus范围1.62V-3.6V。当总线为低电平时，上拉电阻和主/从设备的低电平输出阻抗形成分压，必须确保低电平电压VOL低于VIL_PMBus（0.8V）。通常Rp不能太小。
驱动能力：主设备和从设备的IO口吸电流能力。实践中，对于3.3V供电、400kHz总线、中等总线电容（~150pF）的应用，1kΩ到4.7kΩ的上拉电阻是常见选择。我通常先用2.2kΩ进行测试，然后用示波器观察SCL和SDA信号的上升沿是否陡峭，有无过冲或振铃。如果上升沿太缓，减小Rp；如果过冲严重或低电平太高，增大Rp。

4.3 通信故障排查要点

PMBus通信失败是调试中最常见的问题之一。以下是一个系统性的排查清单：

物理层检查：
- 电压：用万用表测量SDA和SCL线对地的电压。当总线空闲时，应为高电平（接近VPULLUP，如3.3V）。如果电压被拉低，可能存在设备故障或地址冲突。
- 波形：用示波器捕获一次完整的读写操作。检查：
  - 启动（START）和停止（STOP）条件是否清晰。
  - 时钟频率是否符合配置（例如，是否意外配置成了1MHz但MCU只输出100kHz？）。
  - 数据（SDA）在SCL高电平期间是否稳定（无毛刺）。
  - 上升/下降时间是否满足规格（特别是高速模式下）。
- 地址：确认TPS536C7的7位PMBus地址是否正确。地址由ADDR_CONFIG引脚配置，可通过你提供的“Pin Detection Thresholds”和“ADDR_CONFIG Pinstrap Decoding”表格解码。例如，如果ADDR_CONFIG引脚通过电阻分压得到0.3375V电压，查表VPIN=337.5mV对应二进制00111。结合“PMBus Address”说明，地址可能是88d + 5 MSB of decode，即88 + (00111b的高5位)，具体计算需查完整手册。地址错误是最常见的通信失败原因。
协议层检查：
- ACK/NACK：观察从设备（TPS536C7）是否在每个字节后给出了正确的ACK（低电平）信号。如果返回NACK（高电平），可能是地址错误、寄存器地址不存在或设备忙。
- 时钟延展：检查SCL线是否在某个字节传输期间被从设备拉低了一段时间（时钟延展）。你的主机驱动必须支持等待从设备释放SCL。
- 超时：如果通信完全无响应，检查是否触发了总线超时（SCL低电平持续>35ms）。
软件配置检查：
- PMBus命令格式：确认发送的命令、数据、PEC（包错误校验，如果启用）是否符合PMBus协议标准。TPS536C7支持块读写、字节读写、字读写等多种格式。
- 寄存器访问：一些配置寄存器（如USER_DATA_xx）可能需要特定的解锁序列（例如先写入MFR_SPECIFIC_00等命令）才能修改。

调试技巧：利用SMB_ALERT#引脚TPS536C7的SMB_ALERT#引脚是一个开漏输出，当设备发生故障（过压、欠压、过流、过温等）或需要主机读取状态时，会拉低此引脚。在设计时，建议将此引脚连接到主控MCU的中断引脚。一旦触发中断，主机可以发送ALERT_RESPONSE命令（PMBus标准命令），TPS536C7会返回其地址，然后主机可以逐一查询各设备的STATUS_*寄存器来定位问题源。这是管理多个PMBus从设备的有效方法。

5. 引脚检测、配置与保护功能详解

5.1 引脚检测（Pin-Strap）配置：无代码启动

TPS536C7支持通过ADDR_CONFIG和VBOOT_CHA引脚的上电电平（通过外部电阻分压设置）来配置关键参数，而无需PMBus初始化。这对于需要快速启动或简化系统管理的应用非常有用。

5.1.1 相位配置（PHCFG）通过ADDR_CONFIG引脚电压解码出的3位LSB（最低有效位）来配置通道A和B的总相位数。例如：

000b: 12+0相（全部用于通道A）。
010b: 10+2相（10相用于通道A，2相用于通道B）。
111b: 5+2相。

设计要点：这个配置决定了控制器内部相位管理器的分配。必须与PCB上实际焊接的功率级数量严格一致。如果配置为10+2相，但PCB上只焊接了8相，会导致控制器尝试驱动不存在的相位，可能引发故障。

5.1.2 通道A启动电压（VBOOTA）通过VBOOT_CHA引脚电压解码出的值（0-255）来设置通道A的上电启动电压。

Decode = 0d: 0V。
Decode = 1d to 253d:0.24V + (Decode × 0.01V)。例如，解码值100对应0.24V + 1.00V = 1.24V。
Decode = 254d: 3.3V。
Decode = 255d: 5V（需要外部VSP/VSN分压电阻，且VOUT_SCALE_LOOP自动设为0.5）。

电阻分压计算：你需要根据想要的启动电压，反推出解码值，再根据“Pin Detection Thresholds”表格，找到对应的VPIN电压（如1.2375V对应解码值11011b？需注意表格是5位MSB，需结合完整解码逻辑），最后设计分压电阻网络，使得VBOOT_CHA引脚在上电时电压为所需的VPIN。

注意事项：Pin-Strap与NVM的优先级数据手册提到可以通过PIN_DETECT_OVERRIDE命令来覆盖引脚检测的配置，使用NVM中存储的值。但在首次烧录或NVM为空时，系统必然依赖Pin-Strap配置启动。因此，即使你计划完全通过PMBus配置，也必须正确设置这些引脚电阻，确保控制器能以一种已知的、安全的状态启动（例如，较低的启动电压和正确的相位数）。

5.2 故障与保护功能：多层次安全网

TPS536C7提供了从警告到关断的多层次保护，参数高度可配置。

5.2.1 过压/欠压保护（OVP/UVP）分为固定阈值（VOVFIXA/B）和跟踪阈值（VOVTRKA/B,VUVF-A/B）。跟踪阈值是相对于当前输出电压目标值（含负载线压降VDROOP）的偏移量，非常适用于VID动态变化的CPU/GPU供电。

配置示例：假设为CPU供电，正常电压1.0V，负载线（Loadline）为1mΩ，最大电流100A时VDROOP为0.1V。我们希望设置一个快速响应的过压故障（OVF）阈值，在电压超过目标值（含负载线）100mV时关断。
- 设置VOVTRKA = 100mV（通过对应PMBus命令编程）。
- 当轻载时，目标电压为1.0V，OVF触发点为1.1V。
- 当满载100A时，目标电压为1.0V - 0.1V = 0.9V，OVF触发点为0.9V + 0.1V = 1.0V。这样，保护阈值始终跟随输出电压变化，更合理。

5.2.2 过流保护（OCP）与警告（OCW）IOCP-A/B和IOCW-A/B是可编程的，精度与相位数量有关。例如，对于11相配置的通道A，当IOCP ≤ 135A时，精度为±7A；当IOCP > 135A时，精度为±4%。这意味着在大电流设定点时，绝对误差可能很大。

设计建议：将OCP阈值设定在功率器件（如电感、MOSFET）的最小安全电流值以下，并考虑负向精度误差。OCW阈值可以设为OCP的80%-90%，用于提前预警，让系统有机会进行日志记录或降频。

5.2.3 过温保护（OTF）与警告（OTW）TOTF和TOTW阈值可编程，精度±3°C。温度传感器通常位于控制器内部或通过TSEN引脚连接外部热敏电阻。

布局考虑：TSEN引脚走线应远离功率开关节点等噪声源，并建议在引脚附近放置一个CTSEN（最大220pF）电容到地，以滤除噪声，防止误触发。

5.2.4 故障响应与打嗝模式（Hiccup）许多故障（如OCP、UVP）可以配置响应方式：立即关断、重试或打嗝模式。

打嗝模式（Hiccup）：在发生持续故障（如短路）时非常有效。控制器关断一段时间（tHICCUP，可配置为5ms, 10ms, 25ms, 50ms），然后尝试重新软启动。如果故障仍然存在，则再次关断并等待。这种方式可以降低平均故障电流，防止过热损坏。通过USER_DATA_11[15:14]配置。

5.3 时序规格：控制开关的“节拍器”

这些参数影响着开关频率、最小占空比和系统响应。

tOFF_MIN（最小关断时间，40-135ns可编程）：限制了控制器能达到的最大占空比。Dmax ≈ 1 - (tOFF_MIN * fSW)。在输入电压低、输出电压高的场景下，需要足够大的占空比，必须确保tOFF_MIN设置得足够小。
tON_MIN（最小导通时间，30-60ns）：限制了最小占空比。在高输入电压、低输出电压时，占空比很小，必须确保tON_MIN小于计算出的导通时间。
tON_BLANK（上升沿消隐时间，20-155ns可编程）：在PWM信号上升沿后的一段时间内，屏蔽电流检测信号，以避免开关噪声引起的误触发。需要根据实际的功率级开关噪声振铃时间来设置，通常设置为噪声振铃持续时间稍长一点。

计算实例：设计一个输入12V，输出1V，开关频率fSW=500kHz的电源。所需占空比D = Vout / Vin = 1V / 12V ≈ 0.0833。开关周期T = 1 / fSW = 2µs。所需导通时间Ton = D * T ≈ 0.0833 * 2µs ≈ 166.7ns。所需关断时间Toff = T - Ton ≈ 1833.3ns。检查：

Ton (166.7ns) > tON_MIN (60ns)，满足。
Toff (1833.3ns) > tOFF_MIN (135ns)，满足。因此，该设计在时序上是可行的。如果提高开关频率到1MHz，Ton将变为83.3ns，可能接近或小于tON_MIN，就需要重新评估或选择更小tON_MIN的控制器。