简介：面向电源硬件工程师与PCB设计学习者，围绕TPS54160加共模电感方案，提供完整的±15V双输出电源AD设计工程。压缩包内共5个文件，含原理图Schematic、PCB版图及预览、封装库，还提供HTML版PCB供快速查阅，整包仅888KB。TPS54160搭配共模电感可生成隔离式±15V双极性电源，兼顾反激负压转换与EMI抑制，适用于运放供电、仪表放大器及工业控制等精密场景。工程文件可直接导入Altium Designer学习或改造，封装库可复用，PCB布局布线可为电源层分割、电感摆放、接地处理提供参考，适合中高级硬件工程师进阶学习。目前已有940人学习下载，值得对±15V电源设计感兴趣者收藏借鉴。 拿到这个压缩包时，我先看了一遍工程结构：原理图、PCB、封装库齐全，命名也算规整。用TPS54160加共模电感做±15V双输出电源，这个方案在网上的确不算常见——大部分正负电源设计要么直接买模块，要么用两片DC-DC各干各的，而用一片TPS54160配合一颗看起来像EMI器件的磁性元件把正负两路都搞定，属于比较有点想法、也值得拆开讲一讲的做法。这篇就把这份工程从选型、拓扑、原理图参数到PCB布线和调试坑全部过一遍，尽量让拿到文件的人能看懂、能复现、能改出适合自己的版本。
1. 项目概览：正负15V电源到底在什么场景下用
1.1 ±15V双电源的典型应用与需求拆解
正负电源最常见的地方是模拟电路。运放要输出真正的双极性信号，比如音频波形、电机电流采样、压控振荡器、RS232电平转换，很多都需要正负对称的供电轨。±15V是工业仪表和运放供电的老牌标准，很多高精度运放的额定供电就是±15V，市面上大量信号调理板、传感器采集板、数据采集卡的模拟前端都直接采用这个电压轨。
这类应用对电源的核心要求其实不是大电流，而是低纹波、低噪声和稳定的输出电压。一个OP07或者AD620级别的运放供电电流通常只有几毫安到几十毫安，整个模拟前端的功耗可能也就一两瓦。所以这个项目把每路电流能力定在100mA级别是完全合理的，真正的大电流场合，比如音频功放，那就不是这种拓扑该干的事了。
另一个隐藏需求是输入电压范围。工业环境里供电轨五花八门，24V直流是事实标准，但也要考虑掉电、浪涌、线缆压降这些情况，所以芯片输入耐压要高一些才安全，这正是TPS54160这类60V耐压芯片的优势。整体需求拆下来就是三句话：宽压输入、正负15V双路输出、每路百毫安级电流、纹波尽可能小。
1.2 压缩包内的文件结构与工程组织
如果你解压过这个压缩包，会发现里面不是一堆散乱文件，而是按AD工程的标准组织起来的：原理图库、PCB封装库、原理图、PCB和若干生成文件。这种习惯值得借鉴，很多工程师自己画板子从来不管库的版本管理，结果下一回换台电脑、换个AD版本就出问题。
工程里最主要的是两个库文件：原理图符号库（.SchLib）和PCB封装库（.PcbLib）。原理图符号讲究引脚命名和电气类型，PCB封装讲究焊盘尺寸和丝印位置，这两者是AD工程的地基。老手一般会把它们单独维护，多个项目共用，而不是每次从别的工程里复制粘贴。项目里的原理图按电源输入、主变换电路、正负输出、保护与监控几个模块分区绘制，这样视觉上清爽，导出网表的时候也容易检查。
拿到文件之后，建议用AD直接打开工程文件（.PrjPcb），先跑一次Compile，看看有没有ERC报错，再打开PCB看布局布线是否完整。很多网上流传的工程文件其实是为了展示而做的，不一定能直接打样，所以动手做板子之前务必自己过一遍规则检查。
2. 主控选型与双输出拓扑：TPS54160为什么合适
2.1 TPS54160的关键参数与选型理由
TPS54160是TI的一款宽压输入降压稳压器，输入范围3.5V到60V，最大输出电流1.5A，内部集成高侧MOSFET，开关频率在100kHz到2.5MHz之间可调，并且支持外部时钟同步。它自带逐周期电流限制、过温保护和精密使能端，FB参考电压是0.8V，轻载时还能进入低功耗的ECO模式，这些特性拼在一起，让它特别适合工业供电和模拟电路供电这类场景。
如果只做单路正压，TPS54160的用法非常简单，跟普通Buck没区别。但它的60V耐压和1.5A峰值开关电流，给了我们做“非常规”拓扑的余地。只要外部电路设计得当，这颗芯片能承受反激状态下较高的电压应力，这就是后面做±15V双路输出的前提。选它而不是选TPS5430（也是经典芯片）的原因主要是耐压和轻载效率，TPS5430虽然便宜，但耐压和电流能力在反激应用中偏紧，用起来没有TPS54160从容。
2.2 一片芯片如何变出正负两路：耦合电感拓扑原理
这套方案的核心思路是：主输出+15V用标准的Buck拓扑，而-15V不额外用一片芯片，而是从主电感的磁路上“借”一路能量出来，通过耦合电感（工程里命名是共模电感，后文会专门解释）的第二个绕组加上一个整流二极管和电容，得到反极性的电压。
先看主回路。TPS54160的SW引脚接耦合电感的原边绕组，绕组另一端接+15V输出节点，续流二极管连接SW和GND。开关管导通时，输入电压通过SW加到电感上，电流线性上升，负载由输入侧供电；开关管关断时，电感电流通过续流二极管继续流向负载，维持+15V。这是标准的Buck稳态过程，占空比近似等于输出电压除以输入电压，输入24V时占空比约0.65。
再看负压回路。耦合电感的副边绕组与主绕组紧耦合，匝比取1:1，同名端接SW节点，异名端接一颗整流二极管的阳极，二极管阴极接到-15V输出电容的正极端（注意这里说的是电路参考点，不是地）。开关管关断期间，SW节点被续流二极管钳位到接近GND，原边绕组两端电压等于+15V输出，这个电压会通过磁耦合反映到副边绕组，副边绕组异名端相对同名端呈现负电压，正好使整流二极管导通，向负压电容充电。开关管导通期间，整流二极管反偏，负压电容向负载放电。这样每周期负压输出都能从磁路上获得能量，不需要第二颗主控芯片。
这个拓扑的功率分配特点要注意：正路是Buck方式，直接向负载供电；负路是反激方式，靠磁场储能传递能量。所以负路的负载调整率天然比正路差一些，如果正负负载严重不对称，负压容易跌落。设计时把负路电流能力取小一点（比如70mA），是合理的工程判断。
2.3 关于“共模电感”的命名与实质：一个必须澄清的概念
工程文件里这个磁性元件叫“共模电感”，这里要特别说明：严格意义上的共模电感是EMI抑制器件，两个绕组绕在同一个高磁导率磁环上，正常工作时电流方向相反，磁通相互抵消，对差模电流几乎呈现零电感，只对共模干扰呈现高阻抗。而本项目拓扑里需要的是一个储能/传能用的耦合电感，它通过磁场耦合把正路的能量分给负路，两者工作机理完全不同。
为什么很多工程师会把耦合电感直接标成共模电感？一方面因为两者外观确实像，都是双绕组磁环电感；另一方面很多AD封装库模板里并没有“耦合电感”的分类，随手放了“共模电感”的封装，命名就含糊了。这在实际项目中会造成一个隐患：别人拿到PCB BOM表，按共模电感型号去采购，买回来一个EMI滤波用的共模电感，装上去之后电路根本无法正常工作，因为高磁导率的EMI磁芯在开关电源的直流偏置下很容易饱和。
如果你的设计是主方案，建议在原理图里把器件命名为“L_Coupled”或“T1”，并在注释里写明匝比、电感量、耦合系数、磁芯型号。如果沿用“共模电感”的命名，至少要在BOM表备注里写清楚是耦合/变压器用途，避免采购和生产环节出错。实测下来用普通EMI共模电感做替代，空载还能勉强工作，稍带负载输出电压就开始跌落，这个坑不值得再踩一遍。
3. 原理图设计：从拓扑到工程图的细节处理
3.1 关键参数计算：反馈电阻、开关频率、电感量
原理图里最先要定的参数是反馈分压电阻，它决定输出电压。TPS54160的FB参考电压为0.8V，典型接法是FB引脚通过下分压电阻R_BOT接到地，输出端通过上分压电阻R_TOP接到FB节点，公式是Vout = 0.8 × (1 + R_TOP / R_BOT)。按+15V输出算，R_BOT取10kΩ时，R_TOP = (15 / 0.8 - 1) × 10k ≈ 177.5kΩ，取了标准值178kΩ。分压电阻的精度和温漂会影响输出电压精度，选用1%精度、温漂在±100ppm以内的贴片电阻就够了。
开关频率通过RT/CLK引脚对地的电阻设置，在宽压输入条件下我建议取500kHz左右。频率高能缩小磁性元件体积，但开关损耗和SW节点的dv/dt会增加，对布局布线要求更高；频率太低则电感电容体积变大。500kHz是个平衡点，既能让电感控制在22µH左右，又不至于让PCB布线压力太大。计算方法直接查数据手册的频率-电阻曲线图，不同批次手册会给出对应表。
电感量按Buck电路纹波电流的常规设计来算。假设输出电流额定100mA，容许电感纹波峰峰值约为额定电流的30%到40%，也就是30到40mA，输入24V、输出15V、频率500kHz，开关管导通期间电感两端电压约9V，所需电感量L = V_on × D / (ΔI × f) ≈ 9 × 0.625 / (0.04 × 500000) ≈ 280µH，这个值偏大。实际工程中考虑到负路还会分走能量，选择22µH到47µH之间也可以工作，但纹波会变大。建议以47µH作为起始点，先看实际纹波再调整，开关电源设计本来就是先算再试的过程。
3.2 外围电路：使能、软启动、自举与输入保护
使能引脚EN接电阻分压网络设置欠压锁定阈值，简单做法就是按手册推荐值接一个几百毫伏的分压。如果输入电压范围比较宽，建议设置一个滞回窗口，避免上电过程中反复开关。SS软启动引脚对地接一个100nF电容，启动时间大概在几毫秒到十几毫秒，能有效限制启动浪涌。
自举电容BST引脚对SW之间接一个0.1µF陶瓷电容，负责给内部高侧驱动供电，这颗电容必须靠近芯片的BST和SW引脚摆放，走线尽量短，否则开关波形会有明显振铃。输出电容建议采用两级设计：靠近负载侧放22µF/25V的X7R陶瓷电容，靠近电感输出节点再放0.1µF高频旁路电容，这样高、中频纹波都能得到抑制。输入侧在芯片VIN与GND之间要放一颗大容量电解电容（22µF/50V以上）和一颗0.1µF陶瓷电容，大电容管低频输入波动，小电容管高频开关噪声。
负压回路的整流二极管要选快恢复或肖特基二极管，反向耐压至少按输入电压加输出电压的两倍余量来选，在24V输入、15V输出条件下选择100V耐压比较稳妥。负压输出电容同样用22µF/25V陶瓷电容，可以和正路相同，省得BOM增加物料种类。正负输出的地先保持同一个公共地平面，再在PCB上做分区处理，这在后面布局部分展开。
3.3 封装库与AD工程规范：避免拿到文件却打不了样
很多网上下载的工程文件打样时会翻车，原因多半出在封装库上。原理图库和PCB封装库要一一对应，如果原理图里某个电阻用的是R0603，PCB里也必须能找到同名封装，否则导入PCB时会变成空位。AD在导入网表时会提示找不到封装，这种报错在复杂工程里特别烦，所以库的命名规范非常重要。
封装命名建议带尺寸和类型，比如“R-0603”、“C-0402”、“U-TPS54160_QFN16”、“L-Coupled_8x8”。TPS54160采用的是带散热焊盘的QFN或者HTSSOP封装，具体引脚数和焊接尺寸一定要以官方数据手册的机械图为准，官网封装库不是每一次都跟手册完全同步，画完之后要自己量一遍焊盘间中心距和散热焊盘尺寸。
封装检查有个很土但很有效的办法：在PCB编辑环境中放一个新的印制板，把封装一个个拖出来，用测量工具量焊盘间距和丝印框，再看3D模式下是否与实物比例相符。QFN封装最需要注意的是中间散热焊盘，如果热焊盘尺寸画大了，背面元件会被挤偏，画小了散热性能打折扣，漏铜和开钢网也会出问题。这组工程文件里的封装库整体可用，但使用前还是建议逐项核对封装与数据手册，避免打样回来才发现引脚间距不匹配。
4. PCB Layout：开关电源的成败往往在这一步
4.1 布局策略：先功率回路，后信号回路
开关电源布局第一原则是功率回路面积最小化。功率回路指的是输入电容、VIN引脚、SW引脚、续流二极管、输出电容再到地这个三角形路径，开关管每个周期都在这个回路上做高频电流切换，回路面积越大，等效天线越大，辐射和振铃就越严重。实际布局时把输入电容紧贴芯片VIN和GND引脚，续流二极管紧贴SW引脚和地平面，输出电容放在电感和负载之间，SW到电感的走线尽量短粗。
耦合电感是这部分设计里体积最大的元件，它的摆放位置决定了正负两路的回路走向。我建议把耦合电感放在芯片SW引脚斜后方，原边绕组朝向芯片，副边整流二极管和负压电容放在电感另一侧，不要让负压回路跨过整个板子去接芯片地。负压电容的GND端要就近回到负载地的节点，再通过铜皮汇入公共地，不能绕远路。
散热焊盘方面，TPS54160在满负载时热耗不算小，PCB上必须给芯片焊盘下方做大面积铜皮，并打上过孔阵列到内层或底层铜皮帮助导热。参考设计里在芯片正下方放了4×4的0.3mm散热过孔阵列，孔间距1.0mm，实测对芯片温度控制很有帮助。不过散热过孔不能直接打在焊盘中心正对着的地方让锡膏流走，最好焊盘设计成中间热焊盘与过孔错开，或者使用覆铜填充过孔工艺。
4.2 布线要点：SW节点、反馈采样线与地回路
SW节点是开关电源里电压变化最剧烈的点，它既是能量传输的必经之路，也是最大的噪声源。布线时SW铜皮宽度不能太细，建议至少40mil以上，但长度要短，避免大面积铺铜形成对地寄生电容。对地寄生电容过大会增加开关损耗并产生高频共模噪声。很多新手把SW节点铺得又宽又长，以为能减小电阻，结果EMI测试直接超标。
反馈采样线是决定输出电压精度的关键。FB分压电阻要靠近FB引脚放置，从输出电容或负载端单独拉一根细线（10mil左右）到分压电阻，不能在采样路径上经过大电流铜皮或SW区域。采样线尽量用地线夹住或者走内层，能有效防止开关噪声耦合进FB节点，导致输出电压波动。负压输出的采样虽然通常不反馈到芯片，但负压电容的地返回路径也要干净，否则负压纹波会通过地耦合干扰正路。
地平面的处理争议比较大。常见的做法是单点地将功率地与信号地在芯片的散热焊盘下方汇合，避免电流采样、FB网络和RT电阻的地电流被功率回路污染。这个设计里提供了完整的地平面，功率器件的地通过过孔直接落到地平面上，控制地单独一点连接到散热焊盘附近，实测比随意铺铜效果好很多。切记不要把地平面切出细长缝隙，特别是不要在耦合电感下方横穿一条地线，那会让负压回路急剧加长。
4.3 共模电感/耦合电感的摆放与BOM可生产性
前面说过，如果这个磁芯真的按EMI共模电感来用，位置应该在输入端口，与输入连接器紧挨着，下方不要走其他信号线。但在这个拓扑里它是耦合电感，属于功率变换主路径，所以它一方面要靠近芯片SW引脚，另一方面要保证两个绕组到各自整流点的回路都尽量短。
在设计文件里我看到这个元件画成了四脚对称的封装，和常见共模电感外观一致，容易让人误以为是EMI滤波器，所以这里再次强调：投板前一定把位号改成L1，BOM注释写明“耦合电感，1:1，47µH”，如果按共模电感去采购，装上去板子大概率不工作。批量生产时建议使用带气隙的高饱和电流磁环电感，磁芯材料更接近功率电感而不是高导磁率的EMI磁芯。
从可生产性角度看，输入电容、输出电容、整流二极管这些关键器件尽量用0603以上封装，0402虽然省空间但焊接和检查难度高，维修调试时不方便。反馈电阻用0603，电源小电容用0402可以节省面积，但布局时需要留出测试点位置。这组文件里预留了输出电压、GND和SW节点的测试点，非常实用，复刻时建议保留。
5. 调试实录与常见问题排查
5.1 上电前的检查顺序：别急着插电
拿到打样好的板子，先做一步不加电的检查，可以省掉很多麻烦。用万用表量输入正负极间是否有短路，尤其注意输入电容焊盘有没有连锡；量SW节点对地是否短路，这里连着芯片内部高侧管和续流二极管，是故障高发点；量FB节点到Vout之间的分压电阻阻值是否和原理图一致；量负压输出节点对地是否短路，负压电容极性有没有焊反。
上电时用可调电源限制在50mA左右的电流，输入电压从0慢慢往上调，同时盯住输入电流。如果电流突然飙升，立刻断电检查，多数是续流二极管方向焊反或者芯片焊盘连锡。如果电流正常，继续升到输入额定值，用万用表确认正负输出电压，再拿示波器看SW波形是否干净。SW波形应该是一个漂亮的方波，占空比与理论计算接近，上升下降沿边缘干净，如果看到明显振铃或者间歇性抖动，就要检查地线布置和自举电容位置。
5.2 输出电压不对称：绕组极性、负载与交叉调整率
负路输出电压比正路低很多，是这类拓扑最常见的故障。先检查耦合电感的副边绕组同名端是否接对，同名端接反会导致负压整流二极管永远不导通，负路完全没有输出。如果极性正确但电压偏低，再检查负路电容容量和整流二极管压降，常规肖特基二极管压降约0.4V，快恢复二极管压降约0.7V，压降差异会直接反映在输出电压上。
还要接受一个物理现实：这种正Buck加负反激的拓扑交叉调整率天然一般，负路带载时，正路输出也会受到轻微影响。调试时用电子负载分别给正负路加不同电流，观察负压在5mA到70mA负载范围内的变化，如果跌出设计范围，可以稍微调大原边电感量或增加负压电容容量，但不能根除。如果两路负载都要上百毫安，还是老老实实改用两片TPS54160，一片独立做正Buck，一片配置成反相Buck-Boost出负压，各自闭环调整，调整率会好很多。
5.3 纹波、啸叫与发热：三个高频调试问题
纹波问题的根源多半不在原理图而在测量方式。示波器探头接地线如果用了长地线夹，会拾取大量开关噪声，看到几十毫伏甚至上百毫伏的“假纹波”。正确方法是用探头自带的弹簧接地针，或者用同轴测试线直接焊接靠近输出电容两端，这样才能测到真实纹波。如果真实纹波仍然偏大，优先怀疑输出电容ESR过高，换成两颗陶瓷电容并联通常能明显改善。
啸叫一般来自磁性元件或陶瓷电容的压电效应。开关频率落在人耳可听范围内时，电感封装里的线圈会发出微弱声音，特别是轻载时芯片进入ECO模式，频率降到二三十kHz，正落在听觉范围。解决思路是微调开关频率设置电阻，尽量避开20Hz到20kHz的声频段，或者在软启动网络里适度增加电容，减少频率跳变。陶瓷电容啸叫比较隐蔽，往往是输出电容标称额定电压低于实际工作电压两倍，直流偏压导致容值下降和本征压电效应放大，换高额定电压的电容即可。
发热问题主要看两个点：电感是否饱和、QFN散热焊盘是否良好焊接。电感饱和时电流波形会出现尖峰上升，伴随明显发热和效率下降，用示波器电流探头测量电感电流波形最直观。散热焊盘虚焊则只能靠补焊解决，拆下芯片后观察散热焊盘上的锡膏痕迹，如果中间是空的，说明过孔或钢网设计有问题。测试时用热成像仪可以看到芯片和磁芯的温度分布，判断热源在哪一侧。
6. 一点经验总结
这类单芯片出正负双电源的方案，最适合的是模拟小系统供电，比如运放调理电路、传感器前端、RS232接口电路，电流需求集中在几十毫安到一百毫安级别，优点是成本低、板面积小、BOM简洁。但它不是万能的，如果正负两路负载都比较重，或者对交叉调整率有严格要求，还是要回到两片DC-DC甚至隔离模块的路子上去。
做这个电源项目我最大的体会是：原理图只是画出了拓扑，真正决定性能的是磁性元件的选型定义和PCB布局的细节。很多网上免费工程项目看起来功能齐全，实际能不能稳定工作、能不能过EMC、能不能量产，都需要自己做二次验证。拿到这些文件之后，把每个参数都拿计算器过一遍，把每个封装都跟数据手册对一遍，把每段走线都问一句“这里走的电流回路在哪里”，比盲目照抄有价值得多。
本文还有配套的精品资源，点击获取
