简介：面向STM32全桥驱动与电机控制场景的PWM死区实验资源，使用Keil开发环境基于STM32F103RC寄存器方式实现四路带死区PWM输出，适合嵌入式初学者及需要理解死区配置、TIM定时器寄存器操作的开发者。压缩包共60个文件，以h头文件、c源文件、o目标文件、crf编译列表等Keil工程文件为主，同时包含uvproj工程、hex烧录文件、map映射文件、README说明及TXT文档，可清晰看出工程结构并直接编译、烧录验证。已有574人学习下载。内容覆盖TIM模块初始化、PWM通道极性/占空比配置、死区时间寄存器设置以及运行中动态调整占空比等关键环节，并在描述中给出前死区与后死区的安全间隔思路，便于对照全桥上下管直通问题做实物调试。对于正在学习STM32定时器输出比较功能、计划用PWM驱动全桥电路的读者，这套寄存器版代码和说明文档能提供直观的配置参考与实操起点。
1. 死区不是软件延时：STM32F103RC全桥驱动为什么绕不开它
调试全桥驱动的第一个月，最容易犯的错误是把死区理解为“两个PWM之间错开一点时间”。实际上，死区是互补输出信号在电平切换时特意插入的一段“上下管全部关闭”的空白区，它必须由硬件在每周期、每次翻转时自动插入，紧贴PWM发生器本身，而不是靠主循环里的delay或定时器中断。STM32F103RC的高级定时器TIM1和TIM8内部专门设计了死区发生器，配置BDTR寄存器的DTG位段即可输出带死区的互补四路PWM，直接驱动全桥上下臂。没配过的人通常先量波形再找问题，配过的人才知道真正要算的是死区时间与占空比之间的约束关系。这篇文章顺着“为什么有死区——死区怎么算——Keil里怎么写——波形怎么验——死区失真怎么补偿”这条线，把全桥驱动带死区PWM的坑一个个填平。
2. 高级定时器死区发生器：DTG编码公式与四路PWM通道映射
全桥驱动要的“带死区四路PWM”，在STM32F103RC上不是软件模拟的组合，而是TIM1/TIM8硬件单元直接生成的。这一章把死区发生器的结构、DTG编码怎么换算死区时间、四路PWM怎么分配到全桥讲透，后面写代码就是照着这个模型填寄存器。
2.1 TIM1/TIM8区别于普通定时器的三件事
STM32F103RC的定时器资源里，TIM2/TIM3/TIM4只能输出单端PWM，TIM1和TIM8是高级控制定时器，多了三样东西：互补输出（CHx与CHxN）、死区插入、刹车输入（BKIN）。全桥四个功率管需要两对互补信号，每路PWM还要能独立调占空比，恰好就是TIM1两个通道干的事。
死区插入在硬件上位于输出比较单元之后、输出引脚之前，工作链路是OCxREF信号。每次OCxREF发生电平翻转，死区发生器先保持CHx和CHxN均为无效电平，经过死区时间后再把目标通道置为有效电平。因为是纯硬件等待，死区时间不受中断延迟和指令周期影响，这在PWM频率提到20kHz级别时尤其关键——中断里抖动几个周期，制动区就可能被压缩掉，上下管在过零点直接重叠。
刹车输入是另一个容易被忽略的功能。BKIN引脚拉低可以让所有PWM输出立即进入安全状态（高阻或强制无效电平），不经过CPU。全桥做过流保护时，硬件比较器输出直接接BKIN，比在中断里关PWM快得多，这也是PWM故障保护的标准做法。
2.2 死区时间的4种计算公式与DTG参数表
死区时间由BDTR寄存器的DTG[7:0]控制，参考手册RM0008把DTG编码分成四段，每一段的步进不同。设tDTS为死区时间基准，当TIM1的时钟来自APB2且CR1的CKD[1:0]=00时，tDTS等于定时器输入时钟周期，72MHz下就是13.89ns。
| DTG[7:0]范围 | 死区时间公式 | DTG=0x50(80)示例 |
|---|---|---|
| 0x00~0x7F | DT = DTG × tDTS | 80 × 13.89ns ≈ 1.11us |
| 0x80~0xBF | DT = (64 + (DTG & 0x3F)) × tDTS × 2 | (64+16) × 13.89 × 2 ≈ 2.22us |
| 0xC0~0xDF | DT = (32 + (DTG & 0x1F)) × tDTS × 8 | (32+16) × 13.89 × 8 ≈ 5.37us |
| 0xE0~0xFF | DT = (32 + (DTG & 0x1F)) × tDTS × 16 | (32+16) × 13.89 × 16 ≈ 10.7us |
注意每段公式取的低位位数不同，0x80以后不是直接拿DTG全值乘系数，而是先取低6位或低5位再加偏移。Keil的标准外设库里TIM_BDTRInitTypeDef.TIM_DeadTime直接对应DTG[7:0]，所以给值之前必须对照这个表，不然很容易出现“死区设了却比预期大好几倍”的怪现象。
tDTS也可以被CR1的CKD位放大。CKD=01时tDTS=2×tCK_INT，等于把死区最小步进翻倍但牺牲了精度。电机控制里死区一般取500ns~2us，直接保持CKD_DIV1、让tDTS=13.89ns，用第一段公式就能覆盖0~1.76us，大多数情况够用。
2.3 四路PWM怎么映射到全桥四个功率管
TIM1默认映射下，CH1在PA8、CH1N在PB13、CH2在PA9、CH2N在PB14。全桥左半桥用CH1/CH1N，右半桥用CH2/CH2N，刚好四路信号。CH1接左桥上管驱动输入，CH1N接左桥下管驱动输入，CH2/CH2N接右桥，驱动芯片的使能脚和故障输出另行处理。
如果做三相无刷电机（BLDC），还会用到CH3/CH3N（PA10/PB15），三对互补输出正好对应三相全桥。标题里的“四路PWM”对应两对互补，所以CH3保持普通GPIO即可。通道之间的相位关系由CCR寄存器的值独立决定，死区同样作用于每一对互补信号，互不干扰。
3. Keil MDK下用标准外设库配置TIM1输出带死区四路PWM
工程以Keil MDK为主，芯片选STM32F103RCTx。库的选择上，我建议老项目用标准外设库V3.5，这套代码在Keil里跑得很稳，寄存器结构的可读性比HAL好，对调试高级定时器尤其方便。以下代码是把TIM1配置成10kHz、占空比50%、死区约694ns的两对互补PWM，可以直接放进工程跑。
3.1 工程建立时的三个选择
第一个选择是时钟。F103RC外部8MHz晶振经PLL倍频到72MHz，TIM1挂载在APB2上，记得先检查RCC各总线分频系数。用标准库时系统时钟配置通常由SystemInit()完成，默认就是72MHz，不需要额外改时钟树，但要在初始化PWM前通过RCC_APB2PeriphClockCmd打开TIM1和GPIOA/GPIOB的时钟。
第二个选择是GPIO模式。PA8、PA9、PB13、PB14作为TIM1的复用功能输出，要设为GPIO_Mode_AF_PP推挽复用，速度50MHz。漏开或者普通推挽都会导致波形出不来的问题。
第三个选择是工程里是否启用重映射。F103RC这四个引脚正好是TIM1的默认映射位置，不需要调用GPIO_PinRemapConfig。如果板子上PA8被占用了才考虑部分重映射，但互补输出引脚会跟着变，不建议在入门阶段碰这个。
3.2 完整初始化代码：从GPIO到BDTR全部配置
#include "stm32f10x.h" void FullBridge_PWM_Init(void) { GPIO_InitTypeDef GPIO_InitStructure; TIM_TimeBaseInitTypeDef TIM_TimeBaseStructure; TIM_OCInitTypeDef TIM_OCInitStructure; TIM_BDTRInitTypeDef TIM_BDTRInitStructure; /* 打开TIM1、GPIOA、GPIOB时钟 */ RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_TIM1 | RCC_APB2Periph_GPIOA | RCC_APB2Periph_GPIOB, ENABLE); /* PA8=TIM1_CH1, PA9=TIM1_CH2，上管PWM */ GPIO_InitStructure.GPIO_Pin = GPIO_Pin_8 | GPIO_Pin_9; GPIO_InitStructure.GPIO_Mode = GPIO_Mode_AF_PP; GPIO_InitStructure.GPIO_Speed = GPIO_Speed_50MHz; GPIO_Init(GPIOA, &GPIO_InitStructure); /* PB13=TIM1_CH1N, PB14=TIM1_CH2N，下管PWM */ GPIO_InitStructure.GPIO_Pin = GPIO_Pin_13 | GPIO_Pin_14; GPIO_InitStructure.GPIO_Speed = GPIO_Speed_50MHz; GPIO_Init(GPIOB, &GPIO_InitStructure); /* 时基：预分频0，72MHz计数，向上计数模式 */ TIM_TimeBaseStructure.TIM_Prescaler = 0; TIM_TimeBaseStructure.TIM_CounterMode = TIM_CounterMode_Up; TIM_TimeBaseStructure.TIM_Period = 7199; /* 72MHz/7200 = 10kHz */ TIM_TimeBaseStructure.TIM_ClockDivision = TIM_CKD_DIV1; TIM_TimeBaseStructure.TIM_RepetitionCounter = 0; TIM_TimeBaseInit(TIM1, &TIM_TimeBaseStructure); /* CH1、CH2带互补输出的比较配置 */ TIM_OCInitStructure.TIM_OCMode = TIM_OCMode_PWM1; TIM_OCInitStructure.TIM_OutputState = TIM_OutputState_Enable; TIM_OCInitStructure.TIM_OutputNState = TIM_OutputNState_Enable; TIM_OCInitStructure.TIM_Pulse = 3600; /* 占空比=3600/7200=50% */ TIM_OCInitStructure.TIM_OCPolarity = TIM_OCPolarity_High; TIM_OCInitStructure.TIM_OCNPolarity = TIM_OCNPolarity_High; TIM_OCInitStructure.TIM_OCIdleState = TIM_OCIdleState_Set; TIM_OCInitStructure.TIM_OCNIdleState = TIM_OCNIdleState_Reset; TIM_OC1Init(TIM1, &TIM_OCInitStructure); TIM_OC2Init(TIM1, &TIM_OCInitStructure); /* 死区：DTG=0x32，50 x 13.89ns ≈ 694ns */ TIM_BDTRInitStructure.TIM_OSSRState = TIM_OSSRState_Enable; TIM_BDTRInitStructure.TIM_OSSIState = TIM_OSSIState_Disable; TIM_BDTRInitStructure.TIM_LOCKLevel = TIM_LOCKLevel_1; TIM_BDTRInitStructure.TIM_DeadTime = 50; TIM_BDTRInitStructure.TIM_Break = TIM_Break_Disable; TIM_BDTRInitStructure.TIM_BreakPolarity = TIM_BreakPolarity_High; TIM_BDTRInitStructure.TIM_AutomaticOutput = TIM_AutomaticOutput_Enable; TIM_BDTRConfig(TIM1, &TIM_BDTRInitStructure); /* 启动定时器，并必须使能主输出MOE */ TIM_Cmd(TIM1, ENABLE); TIM_CtrlPWMOutputs(TIM1, ENABLE); }代码里最关键的是TIM_BDTRConfig之后必须调用TIM_CtrlPWMOutputs(TIM1, ENABLE)。F103的高级定时器有一层主输出开关（MOE位），只调用TIM_Cmd只能让计数器跑起来，PWM引脚依然是高阻，很多人第一次调就是挂在这一点上。TIM_LOCKLevel_1把BDTR的死区、极性等参数锁定，之后写CCR不会再被意外改写，但要在初始化阶段就设好。
死区DTG=50对应第一段公式，50 × 13.89ns约等于694ns，对大多中小功率MOSFET全桥足够。TIM_OCPolarity和TIM_OCNPolarity都设为High，含义是CH和CHN的有效电平都是高电平，CHN在逻辑上与CH反相，中间插入死区。若把某一路极性设成低有效，波形会看起来很怪，占空比概念也颠倒。
3.3 占空比计算公式、频率调整与参数组合建议
向上计数模式下，PWM频率公式为：
PWM频率 = fCK / ((PSC+1) × (ARR+1)) 占空比 = CCR / (ARR+1)- fCK=72MHz，PSC=0，ARR=7199，则频率=72MHz/7200=10kHz，占空比=CCR/7200
- 电枢电流纹波随频率升高而减小，但开关损耗增加，直流电机常用10~20kHz，BLDC和步进驱动器常用16~20kHz
- PSC增大能降低PWM频率但会损失占空比分辨率，PSC=71、ARR=99时频率=72MHz/72/100=10kHz，但CCR每步跳1%而不是0.014%
跑电机做电流环时用PSC=0获得最高分辨率，跑LED调光这类低频场合才用大PSC。死区设定先粗后细，先给1.5~2us保证不炸管，确认驱动波形正常后再逐步减小到满足开关特性的最小值。死区过大对电流波形影响明显，低速时电机噪音和转速抖动都会加重，这是后面第5章要处理的。
4. 全桥驱动接线与波形验证：死区参数这么调才不出问题
代码能编译通过不代表驱动能安全跑起来。这一章把STM32到全桥的接线、示波器测量死区的方法、以及最容易让PWM故障保护失效的几个坑逐个说清楚，全是实操里踩过之后才能总结出来的细节。
4.1 从STM32到栅极驱动IC再到MOSFET的接线
STM32的GPIO输出3.3V电平，驱动能力不足以直接开关大功率MOSFET的栅极电容，中间必须加栅极驱动IC。常见方案是IR2104这类半桥驱动芯片，一路芯片负责一个半桥。接法是PA8输出接到左半桥IR2104的HIN，PB13接到同一芯片的LIN，PA9和PB14接到右半桥对应输入。HIN控制半桥上管，LIN控制下管，芯片内部自动处理自举电容和死区配合的逻辑。
驱动芯片的VS引脚要接到半桥中点，即两个MOSFET的源极和漏极连接处；HO和LO分别接上管和下管的栅极；自举电容跨接在VB和VS之间，典型值100nF~1uF。自举电容太小或PWM占空比长时间接近100%会导致上管驱动电压不足，波形上表现为上管PWM丢脉冲，这时候别怀疑定时器配置，先看自举电容。
功率部分要单独注意地线回路。驱动芯片的COM端、STM32的GND、母线电容地应单点汇聚，避免大电流地平面噪声串进控制信号。示波器探头地线夹子要尽量短，夹长地线会引入明显振铃，把本来就存在的开关尖峰误判成死区问题。
4.2 示波器量死区波形的正确姿势
死区测量用示波器双通道同时接PA8和PB13，触发方式选下降沿或上升沿，时间轴放到500ns/格~2us/格。观察两个波形的交叉点：上管关断后到下管开通前，有一段两个通道都是低电平的低电平区，这段宽度就是死区。
实测时要注意探头的传输延迟差异。同一型号的两根无源探头通常延迟差在1~2ns内，可以忽略；混用不同型号探头时死区测量结果可能偏差明显。更精确的做法是测量CH1N和CH2N之间的死区时，把两根探头对调再测一次取平均，抵消探头延迟。示波器带宽不够时上升沿变缓，容易误读死区边界，建议至少100MHz带宽。
如果示波器带死区时间测量功能，直接设置测量CH1下降沿到CH1N上升沿的时间，读数最直接。没有这个功能就用光标卡在50%电平点之间读差值。死区读数稳定且大于设定值的80%就算正常，因为MOSFET栅极阈值电压不是0V，实际死区会略大于配置值。
4.3 三个让PWM故障保护失效的坑
第一个坑是忘了使能MOE主输出。前面代码里TIM_CtrlPWMOutputs必须在TIM_Cmd之后调用，且两者顺序不能反。有些工程师把PWM初始化放在电机使能之前，只开了TIM_Cmd，结果引脚一直高阻，误以为是GPIO配置错了，查半天发现是输出开关没开。
第二个坑是STM32定时器输出PWM时100%占空比异常。向上计数、PWM1模式下设置CCR大于等于ARR+1确实能得到100%占空比，但此时互补输出CHN长时间处于无效电平，如果负载是电机，持续100%占空比意味着没时间刷新自举电容，上管驱动会掉电。所以工业驱动器一般软件限制最大占空比在95%左右，留出自举刷新和死区余量。
第三个坑是BKIN刹车功能没配好反而引入误触发。TIM_Break = TIM_Break_Disable时BKIN引脚不起作用，但如果硬件上BKIN引脚悬空且外部干扰耦合，电平抖动可能触发刹车。稳妥做法是把BKIN引脚配置为输入浮空并接上拉电阻到高电平，或者干脆禁用Break功能并在PCB上把BKIN隔离。反过来做故障保护时，要把TIM_Break设为Enable，将TIM_BreakPolarity设为低有效，外部故障信号拉低BKIN就能硬件封锁全部PWM输出。
4.4 死区过小和过大分别怎么判断
死区过小的直接表现是上电或动态切换时MOSFET发热异常，甚至冒烟。听不到驱动啸叫时，用示波器高分辨率模式抓取上下臂驱动波形交叉点，如果交叉处出现明显负压尖峰或毛刺，说明已经直通了。行业经验：死区至少大于最慢功率管的关断延时与最快功率管开通延时的差值，再加20%~50%安全裕量。国产MOS管数据手册给的td(off)和td(on)往往比较保守，计算时取最大、最小值的组合来算，不能用典型值。
死区过大则表现为电流波形过零处出现台阶，电机低速运转时听觉上有一顿一顿的感觉。PWM频率越高，死区占比越大，失真越严重。把死区从2us降到500ns后，同样负载下电机噪音下降明显，这是典型的死区过大症状。调死区的方式是把DTG值从中间档位往下减，每次减10%左右，配合示波器观察，直到交叉点没有直通尖峰为止。
5. 死区补偿：把死区吃掉的那部分电压补回来
死区是安全代价，代价就是输出电压畸变。理想情况下，互补PWM在CCR翻转点瞬间切换，平均输出电压只由占空比决定。插入死区后，上下管都关闭的那段时间里，感性负载电流会通过续流二极管续流，把输出电压钳位到母线电压或地，实际平均电压偏离理想值。这个偏差在电流换向附近尤其明显，表现为电机低速转矩脉动和电流波形过零点畸变，这就是电机死区补偿算法要解决的问题。
5.1 电流方向是补偿的唯一依据
死区造成的电压误差方向与负载电流方向强相关。假设负载电流从半桥中点流出，死区内下管续流二极管导通，中点电压被钳到接近0V，本应输出高电平的时间被“吃掉”一段，实际平均电压低于指令值；电流反向流入半桥时，死区内上管续流二极管导通，中点电压被钳到母线电压，实际平均电压高于指令值。所以补偿量不是固定加的，必须判断电流方向后加减占空比。
5.2 基于电流方向的占空比补偿代码
/* 死区补偿：current_dir>0表示电流流出桥臂，<0表示流入 */ static int32_t target_pulse; /* 目标占空比计数 */ static int16_t current_dir; /* 来自电流采样或换向逻辑 */ static uint16_t dead_comp_pulse; /* 补偿量 = 死区时间/计数周期 */ void Update_PWM_With_DeadCompensation(TIM_TypeDef *TIMx, uint16_t channel, int32_t pulse) { int32_t comp_pulse = pulse; if (current_dir > 0) { /* 电流流出：实际电压偏低，补大占空比 */ comp_pulse += dead_comp_pulse; } else if (current_dir < 0) { /* 电流流入：实际电压偏高，减小占空比 */ comp_pulse -= dead_comp_pulse; } /* 过零附近不补偿，避免来回抖动 */ if (comp_pulse < 0) comp_pulse = 0; if (comp_pulse > 3600) comp_pulse = 3600; /* 留出死区余量 */ if (channel == 1) TIM1->CCR1 = (uint16_t)comp_pulse; else if (channel == 2) TIM1->CCR2 = (uint16_t)comp_pulse; }补偿量dead_comp_pulse由死区时间除以计数器时钟周期得到。死区694ns、时钟13.89ns时，该值约50个计数。实际工程里还要叠加功率管开通延时和关断延时的差值，通常先用理论值上机，再通过观察电流波形过零畸变微调。补偿在过零附近要做滞回处理，电流方向频繁跳变时如果持续切换补偿方向，会让PWM占空比抖个不停。
5.3 补偿效果的验证方法
验证补偿效果用电流探头看电感电流或电机相电流波形。补偿前波形过零点附近有明显平坦段或台阶，补偿后台阶消失，波形更接近正弦。也可以对比相同转速和负载下的电流THD，补偿有效时THD下降几个百分点。没有电流探头时，听电机噪音是次优方案——死区补偿正常后，低速时的高频“嘶嘶”声和顿挫感明显减弱。
补偿量超调会出现新的畸变，方向是反向台阶，这时候把dead_comp_pulse减半再观察。这组调试手法对永磁同步电机、直流无刷电机和步进电机都适用，区别只在电流方向判断的来源：有的用采样电阻加比较器，有的直接用霍尔电流传感器，有的在FOC算法里拿DQ轴电流换算。判断准了方向，补偿算法本身是一样的。
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