1. 高压采样为什么不能直接进单片机
新能源车上的电池包电压动辄400V、800V，哪怕只是做一次简单的电压监测，你也不能把高压母线的分压点直接怼到STM32的ADC引脚上。原因很直接：STM32的ADC输入范围通常被VDDA限制在3.3V以内，而高压侧的地和低压控制侧的地之间存在巨大的共模电压差。一旦两侧地线直接连通，轻则ADC读数乱跳，重则芯片当场冒烟，甚至把调试用的电脑一起带走。
我在早期做BMS采样板的时候就吃过这个亏。当时图省事，用电阻分压后直接接STM32的ADC，台架上低压测试一切正常，装车后一上高压，ADC读数直接饱和，芯片发热，最后查出来是高压侧和低压侧共地导致的地环路问题。从那以后，凡是涉及高压采样的场景，隔离是绕不过去的第一步。
这个项目要解决的问题就是：如何用HCNR200线性光耦搭建一个750V直流采样电路，把高压侧的电压信号线性地、安全地传递到低压侧，再交给STM32的ADC进行采集。整套方案适合做新能源车高压检测、储能BMS电压监测、工业直流母线监控的工程师参考，也适合正在做相关毕业设计的学生直接抄作业。核心关键词就几个：HCNR200、STM32、光耦隔离、ADC采样、直流采样。
2. 整体方案设计与器件选型逻辑
2.1 为什么选HCNR200而不是普通光耦
普通光耦比如PC817，它的电流传输比CTR离散性非常大，同一批次不同个体之间可能差一倍以上，而且CTR随温度漂移严重。你用它传个开关信号没问题，但用来传模拟量，线性度根本没法保证。HCNR200不一样，它是专门为模拟信号隔离设计的线性光耦，内部有一个发光二极管LED和两个匹配的光电二极管PD1、PD2。PD1在输入侧做反馈，PD2在输出侧做接收，两个PD的工艺匹配度极高，典型线性度可以做到0.01%级别。
它的工作原理可以这样理解：输入侧的运放强制PD1的光电流等于输入电流，LED的发光强度由这个闭环控制。因为PD2和PD1是匹配的，PD2产生的光电流就和输入电流成固定比例关系。输出侧再用一个运放把PD2的光电流转换成电压，整个传输过程就实现了线性隔离。说白了，HCNR200不是靠LED本身的线性，而是靠两个匹配PD加负反馈来保证线性度，这是它和普通光耦的本质区别。
选型时需要注意几个参数。HCNR200的输入电流典型值在5mA到20mA之间，太小了信噪比差，太大了LED老化快。带宽方面，配合合适的运放可以做到1MHz以上，对于直流母线电压监测这种低频信号绰绰有余。隔离电压方面，HCNR200本身是3750Vrms的隔离等级，但实际能扛多高电压还要看PCB爬电距离和隔离带设计。
2.2 750V量程的分压与隔离架构
750V直流要进HCNR200，第一步肯定是分压。分压电阻的选择有几个硬约束：耐压、功耗、精度、温漂。我一般用多颗高阻值电阻串联，而不是用一颗大电阻。原因有两个：一是单颗电阻的耐压有限，0805封装通常只有150V到200V，1206也就200V左右，750V必须串联分担；二是串联后单颗电阻上的功耗降低，温升小，阻值漂移也小。
具体分压比怎么算？假设我们希望在额定750V时，分压点输出给HCNR200输入侧的电流在10mA左右。HCNR200输入侧是一个运放虚地，分压点实际上是通过输入电阻Rin接到运放的反相输入端，运放强制该点电压等于同相端电压。所以分压电阻串的总阻值决定了输入电流。
我常用的方案是：高压侧分压电阻串总阻值取1MΩ左右，由10颗100kΩ/0.5W的电阻串联组成。750V除以1MΩ等于0.75mA，这个电流太小了，HCNR200需要5mA以上。所以实际电路里不是直接用分压点驱动HCNR200，而是分压后经过一个运放缓冲，再通过输入电阻驱动HCNR200。或者更常见的做法是分压电阻串总阻值取小一些，比如150kΩ，750V除以150kΩ等于5mA，刚好在HCNR200的合理工作区间。
但150kΩ上承受750V，功耗是750²/150k = 3.75W，这个功耗太大了，电阻会烫得厉害。所以实际方案是分压串用大阻值，比如1MΩ，然后在分压点后面加一个高压运放做缓冲，再用小电阻驱动HCNR200。或者用两级分压：第一级1MΩ分压到7.5V左右，第二级再用运放缓冲后驱动光耦。我这次采用的方案是第一种，分压串1MΩ，分压点约0.75V（相对于高压侧地），然后经过一个高压运放OPA454做电压跟随，再通过1kΩ输入电阻驱动HCNR200，输入电流约0.75mA。等等，0.75mA还是太小。
重新算一下。HCNR200的输入电流IF典型推荐值是5mA到15mA。如果分压点电压是0.75V，输入电阻Rin = 0.75V / 5mA = 150Ω。但这样运放输出电流要5mA，OPA454可以做到。不过0.75V的分压点电压太小了，容易受噪声干扰。更好的做法是让分压点电压高一些，比如7.5V，这样信噪比更好。分压串总阻值1MΩ，750V时分压点7.5V，电流0.75mA。然后运放缓冲后，通过1.5kΩ电阻驱动HCNR200，输入电流5mA。这样运放只需要提供5mA，分压串只消耗0.75mA，功耗0.56W，可以接受。
所以最终分压方案：10颗100kΩ/0.5W电阻串联，总阻值1MΩ，分压比100:1，750V对应7.5V。分压点接高压运放电压跟随器，运放输出通过1.5kΩ电阻接HCNR200的输入侧。
2.3 低压侧ADC接口与STM32资源分配
低压侧HCNR200的输出是PD2的光电流，需要经过一个运放转换成电压。典型电路是运放反相输入端接PD2，同相端接地，反馈电阻Rf将光电流转换成电压。HCNR200的传输比K3（PD2电流与PD1电流之比）典型值是1，所以PD2电流约等于PD1电流，也就是5mA。如果Rf取1kΩ，输出电压就是5V，超过了STM32的3.3V ADC范围。所以Rf需要调整，让满量程输出电压在3.0V左右，留一点余量。
假设满量程750V对应PD2电流5mA，要输出3.0V，Rf = 3.0V / 5mA = 600Ω。取标准值604Ω或者用两个电阻并联。这样750V对应3.0V，STM32的12位ADC在3.3V参考下，分辨率是3.3V/4096 = 0.806mV，对应电压分辨率0.806mV / 3.0V * 750V = 0.2V。也就是说每0.2V母线电压变化，ADC读数变化1个LSB。对于750V量程来说，这个分辨率足够做电压监测了。
STM32这边我选的是STM32F103C8T6，ADC1的通道0（PA0）。为什么选这个型号？便宜、资料多、ADC性能够用。12位ADC，采样率最高1MHz，对于直流电压监测完全过剩。实际使用中我一般配置成连续转换模式，用DMA搬运数据，然后在软件里做滑动平均滤波。这样CPU占用极低，读数也稳定。
ADC参考电压直接用VDDA，也就是3.3V。这里有个细节：STM32的VDDA和VDD之间要加磁珠或者电感隔离，VDDA上要并10uF和100nF电容，否则ADC读数会被数字电路的噪声干扰。我在PCB布局时会把VDDA的滤波电容尽量靠近芯片引脚，磁珠放在VDD到VDDA的路径上。
3. HCNR200外围电路细节与参数计算
3.1 输入侧运放电路的设计要点
HCNR200输入侧的运放不是随便选一个就行。它需要满足几个条件：输入偏置电流小、带宽足够、能够驱动LED。我选的是OPA2376，双运放，轨到轨输入输出，增益带宽积10MHz，输入偏置电流只有0.2pA。为什么偏置电流要小？因为HCNR200输入侧运放的反相输入端是虚地，如果运放偏置电流大，这个电流会直接叠加到输入电流上，造成误差。0.2pA的偏置电流相对于5mA的输入电流，误差可以忽略。
电路连接是这样的：分压点电压经过电压跟随器后，通过输入电阻Rin接到运放的反相输入端。运放的同相输入端接高压侧地。运放的输出接HCNR200的LED阳极，LED阴极通过一个限流电阻接地。等等，这里需要仔细说一下HCNR200的引脚。HCNR200是8脚封装，1脚和2脚是LED的阳极和阴极，3脚和4脚是PD1的阴极和阳极，5脚和6脚是PD2的阳极和阴极，7脚和8脚是空脚或者内部屏蔽。
输入侧电路：运放输出接LED阳极（1脚），LED阴极（2脚）接一个电阻Rled到地。PD1的阳极（4脚）接运放的反相输入端，PD1的阴极（3脚）接高压侧地。运放的同相输入端接高压侧地。这样运放会强制PD1的阳极电压等于地电位，PD1的光电流从阳极流向阴极，也就是从运放反相输入端流向地。运放输出通过LED和Rled到地，形成闭环。
输入电流IF的计算：IF = (Vref - Vf) / Rled，其中Vf是LED正向压降，约1.6V。但实际电路中，运放输出会自动调整到让PD1电流等于输入电流。输入电流Iin = Vin / Rin，其中Vin是分压点电压。因为PD1电流等于Iin，而LED电流IF和PD1电流IPD1的关系是IPD1 = K1 * IF，K1典型值0.5%。所以IF = Iin / K1 = Iin / 0.005 = 200 * Iin。如果Iin = 5mA，IF = 1A？这不对。
我重新查一下HCNR200的数据手册。HCNR200的传输比K1 = IPD1 / IF，典型值是0.5%，也就是说IF = 5mA时，IPD1 = 25uA。K3 = IPD2 / IPD1，典型值是1。所以如果我们要IPD1 = 5mA，IF需要1A，这显然不可能。所以实际设计中，输入电流Iin不是5mA，而是几十微安级别。
重新计算：HCNR200的IF推荐范围是1mA到20mA，对应IPD1是5uA到100uA。所以输入电流Iin应该在5uA到100uA之间。如果分压点电压7.5V，要得到50uA输入电流，Rin = 7.5V / 50uA = 150kΩ。这样运放只需要提供50uA，分压串电流0.75mA，功耗0.56W。输出侧PD2电流也是50uA，要输出3.0V，Rf = 3.0V / 50uA = 60kΩ。这个阻值合理。
所以修正后的参数：分压串1MΩ，分压点7.5V，Rin = 150kΩ，Iin = 50uA，IF约10mA（因为K1=0.5%，IPD1=50uA，IF=50uA/0.005=10mA）。LED电流10mA，Rled = (运放输出电压 - Vf) / IF。运放输出电压由闭环决定，大约在2V到3V之间，Vf约1.6V，Rled = (2.5V - 1.6V) / 10mA = 90Ω。取100Ω标准值。
3.2 输出侧运放与ADC接口电路
输出侧运放我选的是OPA2376的另一个通道。PD2的阳极（5脚）接运放的反相输入端，PD2的阴极（6脚）接低压侧地。运放的同相输入端接低压侧地。反馈电阻Rf接在运放输出和反相输入端之间。这样PD2的光电流从阳极流向阴极，也就是从运放反相输入端流向地，运放输出会升高，通过Rf提供电流来平衡。输出电压Vout = IPD2 * Rf。
IPD2 = K3 * IPD1 = 1 * 50uA = 50uA。Rf = 60kΩ，Vout = 50uA * 60kΩ = 3.0V。完美。但60kΩ不是标准值，可以用62kΩ或者两个30kΩ串联。我用的是62kΩ，Vout = 50uA * 62kΩ = 3.1V，稍微超了一点，但STM32的ADC可以承受3.3V，没问题。如果想精确一点，可以在Rf上并联一个微调电阻。
输出侧运放的输出直接接STM32的ADC引脚PA0。中间可以加一个RC低通滤波，比如1kΩ电阻和100nF电容，截止频率1.6kHz，对于直流信号来说足够。这个RC滤波的作用是滤掉高频噪声，防止ADC采样时混入开关噪声。注意ADC引脚的保护，可以在引脚上并一个3.3V的TVS管，防止意外过压。
3.3 隔离带与PCB布局的硬性要求
高压隔离电路，PCB布局是生死攸关的事。HCNR200本身提供3750Vrms的隔离，但如果你PCB上高压侧和低压侧的走线挨得太近，爬电距离不够，隔离电压就形同虚设。我一般要求高压侧和低压侧之间的PCB开槽，槽宽至少2mm，槽内不铺铜。如果空间允许，开槽宽度做到4mm以上更稳妥。
爬电距离的计算：对于750V直流，按照IEC 60664-1的标准，污染等级2、材料组IIIa的情况下，爬电距离要求大约是8mm。但这是针对基本绝缘的要求，如果要做加强绝缘，距离要翻倍。实际做车规产品，我一般留12mm以上的爬电距离，开槽宽度4mm，槽两侧的铜皮到槽边缘至少4mm。
HCNR200芯片本身跨接在隔离带两侧，它的8个引脚中，1到4脚在高压侧，5到8脚在低压侧。PCB上芯片下面要开槽，槽从芯片中间穿过，把1到4脚和5到8脚完全隔开。芯片下面的槽宽至少1.5mm，因为芯片本体宽度有限，槽太宽了芯片没法焊接。实际做法是在芯片下方开一个1.5mm到2mm的槽，槽的长度超出芯片两侧各2mm。
高压侧的走线要加粗，因为分压电阻串上有750V，走线太细了容易尖端放电。我一般用1mm以上的线宽，并且走线之间保持足够的间距。分压电阻串的每个电阻之间要留足够的爬电距离，0805封装电阻的焊盘间距只有1mm左右，750V分压后每个电阻承受75V，1mm间距对于75V来说够了，但为了保险，我一般用1206封装，焊盘间距更大。
低压侧的走线就按普通信号线处理，但要注意ADC输入线要远离数字信号线，特别是时钟线和PWM线。如果实在避不开，中间加地线屏蔽。VDDA的滤波电容要靠近芯片，磁珠要选高频阻抗高的，比如1kΩ@100MHz。
4. STM32端ADC采集与软件滤波实现
4.1 ADC初始化与DMA配置
STM32F103的ADC配置我一般用CubeMX生成初始化代码，然后手动调整几个关键参数。ADC时钟不能超过14MHz，我一般配置成12MHz（72MHz除以6）。采样时间选239.5个周期，这是最长的采样时间，适合高阻抗信号源。虽然我们的输出侧运放输出阻抗很低，但采样时间长一点没坏处，读数更稳。
DMA配置成循环模式，缓冲区大小64，ADC连续转换模式。这样ADC一直在转换，DMA自动把数据搬到缓冲区，CPU只需要定期读取缓冲区做滤波就行。代码大概长这样：
// ADC初始化结构体 ADC_InitTypeDef ADC_InitStructure; DMA_InitTypeDef DMA_InitStructure; // DMA配置 DMA_DeInit(DMA1_Channel1); DMA_InitStructure.DMA_PeripheralBaseAddr = (uint32_t)&ADC1->DR; DMA_InitStructure.DMA_MemoryBaseAddr = (uint32_t)adc_buffer; DMA_InitStructure.DMA_DIR = DMA_DIR_PeripheralSRC; DMA_InitStructure.DMA_BufferSize = 64; DMA_InitStructure.DMA_PeripheralInc = DMA_PeripheralInc_Disable; DMA_InitStructure.DMA_MemoryInc = DMA_MemoryInc_Enable; DMA_InitStructure.DMA_PeripheralDataSize = DMA_PeripheralDataSize_HalfWord; DMA_InitStructure.DMA_MemoryDataSize = DMA_MemoryDataSize_HalfWord; DMA_InitStructure.DMA_Mode = DMA_Mode_Circular; DMA_InitStructure.DMA_Priority = DMA_Priority_High; DMA_Init(DMA1_Channel1, &DMA_InitStructure); DMA_Cmd(DMA1_Channel1, ENABLE); // ADC配置 ADC_InitStructure.ADC_Mode = ADC_Mode_Independent; ADC_InitStructure.ADC_ScanConvMode = DISABLE; ADC_InitStructure.ADC_ContinuousConvMode = ENABLE; ADC_InitStructure.ADC_ExternalTrigConv = ADC_ExternalTrigConv_None; ADC_InitStructure.ADC_DataAlign = ADC_DataAlign_Right; ADC_InitStructure.ADC_NbrOfChannel = 1; ADC_Init(ADC1, &ADC_InitStructure); // 配置通道0，采样时间239.5周期 ADC_RegularChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_0, 1, ADC_SampleTime_239Cycles5); // 使能DMA请求 ADC_DMACmd(ADC1, ENABLE); // 使能ADC ADC_Cmd(ADC1, ENABLE); // ADC校准 ADC_ResetCalibration(ADC1); while(ADC_GetResetCalibrationStatus(ADC1)); ADC_StartCalibration(ADC1); while(ADC_GetCalibrationStatus(ADC1)); // 启动ADC转换 ADC_SoftwareStartConvCmd(ADC1, ENABLE);这段代码的关键点：DMA循环模式让ADC数据自动搬运，不需要CPU干预。ADC校准不能省，否则读数偏差可能达到几十个LSB。采样时间选最长，确保采样电容充分充电。
4.2 滑动平均滤波与电压换算
ADC原始数据噪声比较大，直接读会看到读数在几十个LSB范围内跳动。我一般用滑动平均滤波，窗口大小取32或者64。窗口越大，读数越稳，但响应越慢。对于直流母线电压监测，响应慢一点没关系，我取64。
#define FILTER_WINDOW 64 uint16_t adc_buffer[FILTER_WINDOW]; uint32_t adc_sum = 0; uint16_t adc_filtered = 0; uint8_t adc_index = 0; // 在定时器中断里定期调用，比如1ms一次 void adc_filter_task(void) { adc_sum -= adc_buffer[adc_index]; adc_sum += adc_buffer[adc_index]; adc_filtered = adc_sum / FILTER_WINDOW; adc_index++; if(adc_index >= FILTER_WINDOW) { adc_index = 0; } }等等，上面这个滑动平均的写法有问题。正确的滑动平均应该是每次用新数据替换最老的数据，然后重新求和。我重新写一下：
uint16_t adc_buffer[FILTER_WINDOW]; uint32_t adc_sum = 0; uint16_t adc_filtered = 0; uint8_t adc_index = 0; void adc_filter_update(uint16_t new_sample) { adc_sum -= adc_buffer[adc_index]; adc_buffer[adc_index] = new_sample; adc_sum += new_sample; adc_index++; if(adc_index >= FILTER_WINDOW) { adc_index = 0; } adc_filtered = adc_sum / FILTER_WINDOW; }这个写法每次减去最老的样本，加上最新的样本，然后求平均。效率很高，不需要每次重新遍历整个数组。
电压换算：ADC值转电压，Vadc = adc_filtered * 3.3V / 4096。然后根据分压比和隔离传输比反推母线电压。分压比是100:1，隔离传输比是1:1（因为K3=1，Rf和Rin的关系已经包含在电路里了）。所以母线电压Vbus = Vadc * 100。但实际电路中，Rin=150kΩ，Rf=62kΩ，传输比不是1:1。准确的计算是：Vbus = Vadc * (R1_total / R2) * (Rin / Rf) * (1 / K3)。其中R1_total是分压串总阻值1MΩ，R2是分压点对地电阻，但我们的分压点后面接的是运放跟随器，所以分压比就是1MΩ / 10kΩ？不对，分压串是10颗100kΩ串联，分压点取最下面一颗电阻上的电压，所以分压比是1MΩ / 100kΩ = 10:1？也不对。
我重新理一下分压电路。10颗100kΩ电阻串联，总阻值1MΩ。最下面一颗电阻接地，分压点取最下面一颗电阻的上端。那么分压比是1MΩ / 100kΩ = 10:1。750V输入，分压点电压是75V。这不对，75V太高了，运放受不了。
所以分压比要重新设计。如果分压点电压要7.5V，那么分压比是100:1。10颗100kΩ串联，总阻值1MΩ，最下面一颗电阻应该是10kΩ，上面9颗是100kΩ，总阻值910kΩ。分压比 = (910k + 10k) / 10k = 92:1。750V / 92 = 8.15V。差不多。
或者更简单的做法：用9颗100kΩ和1颗10kΩ串联，总阻值910kΩ。分压点取10kΩ上的电压，分压比91:1。750V对应8.24V。然后运放跟随，Rin=150kΩ，Iin = 8.24V / 150kΩ = 55uA。IPD1 = 55uA，IF = 55uA / 0.005 = 11mA。Rled = (2.5V - 1.6V) / 11mA = 82Ω，取82Ω标准值。输出侧IPD2 = 55uA，Rf = 3.0V / 55uA = 54.5kΩ，取56kΩ。Vout = 55uA * 56kΩ = 3.08V。母线电压Vbus = Vadc * (910k+10k)/10k * (150k/56k) = Vadc * 92 * 2.68 = Vadc * 246.6。如果Vadc = 3.08V，Vbus = 3.08 * 246.6 = 759.5V。接近750V，误差1.3%，可以通过软件校准修正。
4.3 校准与温漂补偿的实操经验
理论计算和实际电路总有偏差，校准是必须的。我一般用两点校准：在低压侧输入已知电压，比如100V和700V，记录ADC读数，然后计算斜率和截距。校准公式：Vbus = k * adc_filtered + b。k和b通过两点校准得到。
温漂方面，HCNR200的传输比随温度变化大约在-0.1%/°C左右，分压电阻的温漂取决于电阻类型。金属膜电阻温漂50ppm/°C，100°C温升对应0.5%的阻值变化。整体温漂可能在1%到2%之间。如果应用场景温度变化大，比如车规-40°C到85°C，温漂补偿就很有必要。
我的做法是在HCNR200附近放一个NTC热敏电阻，用STM32的另一个ADC通道采集温度，然后在软件里做查表补偿。补偿表通过高低温箱标定得到，每个温度点记录一组k和b值，实际运行时根据温度插值。这个做法比较费时间，但精度可以做到0.5%以内。
如果不想做复杂的温漂补偿，可以选低温漂电阻，比如Vishay的PTF系列，温漂5ppm/°C，价格贵一点但省事。HCNR200本身也可以选HCNR201，温漂指标更好一些，但价格更贵。
5. 调试过程中踩过的坑与排查技巧
5.1 常见问题速查表
| 现象 | 可能原因 | 排查方法 | 解决方案 |
|---|---|---|---|
| ADC读数始终为0 | HCNR200输入侧LED不亮 | 测LED两端电压，正常约1.6V | 检查运放供电，检查Rled是否焊接 |
| ADC读数饱和到4095 | 输出侧运放饱和 | 测运放输出电压，正常应小于3.3V | 减小Rf，或检查PD2是否接反 |
| 读数跳动大 | 滤波不足或地环路 | 示波器看ADC引脚波形 | 增加滤波窗口，检查地线布局 |
| 读数随温度漂移 | HCNR200或电阻温漂 | 高低温箱测试 | 软件补偿或换低温漂器件 |
| 高压侧加电后低压侧芯片损坏 | 隔离带爬电距离不够 | 检查PCB开槽和间距 | 重新设计PCB，增加爬电距离 |
| 线性度差 | HCNR200工作电流不在推荐范围 | 测IF和IPD1 | 调整Rin和Rled，使IF在5-15mA |
5.2 我踩过的三个典型坑
第一个坑是输入侧运放自激振荡。当时用的运放是LM358，带宽只有1MHz，压摆率0.5V/us，驱动LED时输出波形有振荡。后来换成OPA2376，带宽10MHz，压摆率2V/us，振荡消失。教训是：HCNR200输入侧运放不要用低速运放，至少选5MHz以上带宽的。
第二个坑是输出侧运放的反馈电阻太大，导致响应慢。一开始Rf用了1MΩ，输出侧运放的输入电容和反馈电阻形成的时间常数太大，阶跃响应要几十毫秒才稳定。后来把Rf降到56kΩ，响应时间降到1ms以内。教训是：Rf不要超过100kΩ，否则带宽不够。
第三个坑是PCB隔离带开槽太窄。第一版PCB开槽只有1mm，高压测试到500V时低压侧芯片就挂了。后来开槽加到4mm，爬电距离做到12mm，750V测试没问题。教训是：隔离带开槽宽度至少2mm，爬电距离至少8mm，车规应用翻倍。
5.3 示波器与万用表配合调试的技巧
调试这种隔离电路，万用表测静态工作点，示波器看动态响应。我一般先用万用表测各点直流电压：分压点电压、运放输出电压、HCNR200各引脚电压、ADC引脚电压。这些电压和理论值对比，偏差大的地方就是问题所在。
示波器主要看两个地方：一是ADC引脚的纹波，正常应该在几个mV以内，如果看到几十mV的开关噪声，说明滤波不够或者地线布局有问题；二是输入侧运放输出，看有没有振荡，正常应该是干净的直流。
还有一个技巧：用信号发生器在高压侧注入一个低频正弦波，比如1Hz、1Vpp，然后看低压侧ADC读数是否跟随。这样可以测试整个通道的线性度和带宽。如果正弦波变形了，说明线性度不好；如果幅度衰减了，说明带宽不够。
6. 这个方案还能怎么扩展
这套750V直流采样电路的核心思路可以扩展到很多场景。比如把分压电阻串改成电流传感器加电阻，就可以做电流隔离采样。把HCNR200换成HCNR201，温漂指标更好，适合高精度应用。把STM32换成带16位ADC的型号，比如STM32F373，分辨率可以提高到0.05V。
软件方面，可以加一个CAN或者UART接口，把电压数据上传给上位机。也可以加一个OLED显示屏，做本地显示。如果做BMS，可以把多路采样电路并联，用STM32的多通道ADC轮流采集，实现多节电池电压监测。
隔离电源方面，高压侧运放需要供电，可以用一个隔离DC-DC模块，比如B0505S，从低压侧5V隔离出高压侧5V。这样整个高压侧电路就完全浮地，安全性更好。B0505S的隔离电压是1000V，对于750V系统够了，如果要更高耐压，可以选B0505S-1W或者更高规格的。
最后分享一个小技巧：HCNR200的PD1和PD2之间有一个内部屏蔽层，引脚7和8。这个屏蔽层可以接到高压侧地或者低压侧地，看哪个噪声大就接哪边。我一般接低压侧地，因为低压侧地通常更干净。如果噪声还是大，可以在屏蔽层上并一个100nF电容到地。
这个电路我前后做了三版，第一版隔离带不够烧了芯片，第二版运放选型不对振荡，第三版才稳定。现在这套方案在750V直流母线上连续跑了半年，读数稳定在±0.5%以内，温漂在可接受范围内。如果你也在做类似的高压采样项目，希望这些经验能帮你少走点弯路。
