做可调电源的，迟早会碰到TL494。这颗从七十年代火到今天的开关电源控制芯片，至今还活跃在充电器、逆变器、数控实验电源和各种工控板卡里。它的厉害之处在于：一颗芯片集成了振荡器、两个误差放大器、PWM比较器、死区控制、5V基准和两个输出驱动管，等于把模拟电源控制部分该干的活全包了。更关键的是那两个误差放大器，一个管电压、一个管电流，天生就是给“可调压、可限流”电源准备的。
这篇文章我打算把TL494的调压限流原理拆开揉碎，再给出一套0-30V、0-5A实验电源的完整设计思路，从采样电阻怎么选、分压网络怎么算、补偿网络怎么配，到上电调试看什么波形、踩过哪些坑，全部讲透。适合正在做稳压电源、想搞懂开关电源控制环路、或者准备自组一台实验室电源的读者，不管你是刚入门的电子爱好者，还是有一定经验的硬件工程师，应该都能从中拿到可以直接抄作业的参数和步骤。
1. TL494凭什么在电源圈红了几十年
1.1 一颗芯片干了模拟电源的全部脏活累活
TL494是德州仪器在七十年代推出的固定频率PWM控制器，早期还有东芝、摩托罗拉等厂商的兼容版本。它的内部结构相当完整：一个锯齿波振荡器、两个高增益误差放大器、一个死区时间比较器、一个PWM比较器、一个D触发器，以及两个用作驱动输出的NPN三极管。
具体到引脚，几个必记的点如下表所示：
| 引脚 | 功能 | 使用说明 |
|---|---|---|
| 1、2 | 误差放大器1的同相、反相输入 | 一般用来做电压环反馈 |
| 15、16 | 误差放大器2的反相、同相输入 | 一般用来做电流环反馈 |
| 3 | 误差放大器公共输出/PWM比较器输入 | 接补偿网络、软启动电容都在这里 |
| 4 | 死区时间控制 | 电压越高，最大占空比越小 |
| 5、6 | 振荡器定时电阻、电容 | 决定PWM频率 |
| 14 | 5V基准输出 | 给反馈、给定、死区提供参考电压 |
| 13 | 输出模式控制 | 接地为单端并联，接5V为推挽 |
| 8、9、10、11 | 两个输出三极管的集电极、发射极 | 并联或推挽驱动外部功率管 |
两个误差放大器的存在，是TL494区别于普通PWM芯片的核心。UC3842只有一个误差放大器，你要么做稳压，要么做限流，想实现恒压恒流需要外部叠加电路。TL494则把两个放大器都做进去了，输出端通过二极管做“或”逻辑连到同一个PWM比较器节点上，谁要求占空比更低，系统就听谁的。这就是恒压恒流电源能自动切换的底层基础。
1.2 与常见PWM芯片的选型边界
经常有新手问：既然现在芯片那么多，为什么还要学TL494？我只能说，选这颗芯片恰恰是因为它“老”得恰到好处。
如果做单端反激电源，UC3842更顺手，它的电流模式控制在抗偏磁、动态响应上确实有优势。如果做全桥或半桥大功率逆变，SG3525更主流，驱动能力更强，还带软关断功能。但TL494的优势在于：既可以在几十瓦到几百瓦的单端电源里当主控，也可以在推挽、半桥拓扑里用，两个误差放大器天然适配“恒压+恒流”的场景，这是UC3842给不了的。调压、限流两个闭环在一颗芯片内部就完成了，不需要昂贵的专用充电控制芯片，成本低，设计灵活，资料多到翻不完。
从我做过的项目来看，TL494特别适合这几类用途：
- 实验室可调电源，0-30V可调、0-5A可限流；
- 蓄电池充电器，恒流充电转恒压浮充，直接两个环搞定；
- 开关电源的电压电流双闭环改造，比如给老电源增加限流保护；
- 初级PWM控制的逆变器前级稳压。
1.3 为什么这个年代还在学它
说句实在话，现在随便一颗国产PWM芯片可能都比TL494集成度高、外围简单、频率更高。但TL494仍然值得花时间搞懂，原因有三。
第一，它的内部结构非常“教科书”。振荡器、比较器、误差放大器、触发器全是分开的，你可以在一个芯片上把开关电源控制环路的每个环节看明白。用这颗芯片做过一轮设计之后，再看那些“黑盒化”的数字电源芯片，思路会清晰很多。
第二，可控性极强。两个误差放大器的输入端都是外接的，基准、采样、补偿全由外部决定，你可以自由地接成恒压、恒流、过压保护、欠压锁定等花样。这个灵活性是很多专用芯片没有的。
第三，便宜、皮实、耐造。VCC供电范围是7V到40V，输出三极管能灌拉200mA以上，误差放大器输入共模范围也宽，新手画板出错、反接、短路折腾几轮，芯片多半还能救回来。我手头那块实验板的TL494，被我在调试时反复搞出过压、反接、输出直通，愣是没烧过。
2. 内部架构先搞懂，调压限流才能看明白
2.1 振荡器与频率设定
TL494的频率由5脚和6脚外接的定时电阻RT、定时电容CT决定，厂家手册给的公式是：
f = 1.1 / (RT × CT)
这个公式不需要背，知道思路就行：芯片内部用恒流源给CT充电，CT电压线性上升形成锯齿波；充到内部比较器翻转后，再通过放电管快速把CT放掉，形成锯齿波的下降沿。整个过程类似用洗菜池的“进水-拔塞子放水”循环，进水流速由RT决定，水池大小由CT决定。
实操中我建议先确定频率，再反推RC取值。以Buck电路为例，开关频率选在60kHz到100kHz比较合适，频率太低电感要加大、纹波难压，频率太高开关损耗会明显上升，而且TL494的最大工作频率一般在300kHz以内，留点余量更安全。
我常用的组合是CT取2.2nF，RT取6.2kHz附近，代入公式：
f = 1.1 / (6.2 × 10^3 × 2.2 × 10^-9) ≈ 80kHz
实际取6.2kΩ电阻，振荡频率就是约80kHz。这个频率下，电感量不至于太大，听感噪音也基本落在人耳敏感区之外。
2.2 PWM生成逻辑和误差放大器极性
这一节是整个TL494应用里最容易翻车的地方，我必须把它讲透。
芯片内部的锯齿波送入PWM比较器，与3脚电压进行比较。关键结论是：3脚电压越高，占空比越大；3脚电压越低，占空比越小。因为锯齿波从低到高爬升时，只有等到它超过3脚电压，输出级才会被关断。3脚电压定得越低，锯齿波很早就超过它，导通时间就短；3脚电压定得高，锯齿波要爬到更高才触发关断，导通时间就长。
两个误差放大器的输出通过二极管接到3脚这个公共节点。误差放大器的输出等于放大倍数乘以（同相输入减反相输入）。也就是说，同相输入端电压升高，3脚电压升高，占空比变大；反相输入端电压升高，3脚电压降低，占空比变小。
那反馈应该接哪个脚？
答案：被控量的采样信号必须接反相输入端，给定基准接同相输入端。以电压环为例，把输出电压分压后接到2脚（反相输入），把基准接到1脚（同相输入）。当输出电压升高，2脚电压上升，误差放大器输出下降，3脚电压被拉低，占空比减小，输出电压回落，构成负反馈。
如果接反了，采样信号接到同相输入，就会变成正反馈：输出电压升高，占空比反而增大，输出电压冲得更高，直接就打满了。我第一次搭TL494电路时就犯过这个错，示波器上看到PWM占空比锁死在最大值，输出电压一直往输入电压上顶，吓得赶紧断电。记住一句话：在TL494里，反馈采样永远走反相端，基准给定永远走同相端。
2.3 死区控制与输出级
4脚是死区时间控制端。它的作用机理是：4脚电压与锯齿波比较，在锯齿波低于4脚电压的区间，输出被强制关断。所以4脚电压越高，关断时间越长，最大占空比越小。手册上给出的一个参考值是：4脚电压每升高一个固定范围，占空比可用的窗口就压缩一块，具体比例和VCC有关，但趋势是确定的。
在Buck电源这类不需要互补死区的场景里，4脚直接接地就能获得最大占空比，大约可以到90%以上。如果你做推挽或者半桥，两个输出管交替导通，就必须给4脚加一个几百毫伏的小偏置，留出死去时间，防止上下管直通。这个偏置不一定大，0.1V到0.2V通常就够，具体要看开关管的关断延时。
输出级方面，13脚接高电平时，两个输出三极管推挽工作，各输出半个周期；13脚接地时，两个输出三极管并联，整个输出周期都能工作，最大占空比可以做得更高。做单端Buck电源，12脚给12V供电，13脚接地，8脚和11脚一起接12V，9脚和10脚并联后通过十几欧姆电阻驱动MOS管栅极。TL494的输出三极管在导通时把发射极电压拉到接近VCC减去饱和压降，所以配合栅极下拉电阻，就能得到高电平有效且可直接驱动MOS的PWM信号。
3. 调压原理：从分压反馈到PWM占空比的完整闭环
3.1 闭环回路的组成
调压不是靠某个引脚一设置就完事，而是一个完整的闭环：基准电压给到误差放大器同相端，输出电压分压接到反相端，误差放大器输出控制PWM占空比，占空比改变开关管导通时间，经LC滤波后得到输出电压，输出电压又反馈回来。环路稳定时，反相端电压无限接近同相端电压，这时输出电压就等于基准电压除以反馈分压比。
这个环路看起来简单，但里面有两个细节决定成败。
第一，基准必须干净。TL494的14脚输出5V基准，精度为正负5%左右，温度系数不高不低，作为普通可调电源够用。如果你需要更高精度和更低温漂，可以考虑外部基准，但现在很多应用直接用14脚分压就够。
第二，反馈分压电阻的阻值不能取太小，否则消耗太大；也不能取太大，否则噪声容易耦合进去。常规做法让分压支路电流在0.5mA到1mA左右，兼顾稳定性和功耗。
3.2 给定基准电路怎么搭
我推荐的做法是：固定输出侧的分压比，通过调节基准电压来改变输出。这样电位器工作在低压小电流环境，安全且调节线性度好。
具体到0-30V输出，设定反馈系数K=1/12。也就是说，输出电压30V时，反馈到2脚的电压是2.5V。分压电阻用30kΩ和2.7kΩ，输出电压经过30kΩ接到2脚，2脚再通过2.7kΩ接地。计算一下：
Vfb = 30V × 2.7 / (30 + 2.7) ≈ 2.48V
接近2.5V，满足要求。30V时该分压支路电流约0.9mA，功耗不到30mW，完全没问题。
基准侧用14脚的5V经过10kΩ固定电阻和一个10kΩ多圈电位器串联接地，滑动端接到1脚。电位器调到底时，1脚电压接近0V，对应输出接近0V；调到顶时：
Vref = 5V × 10 / (10 + 10) = 2.5V
对应输出30V。多圈电位器的好处是调节分辨率高，拧起来不会手一抖就跳好几伏。
3.3 为什么反馈分压要加电容
2脚对地最好并联一个102到104的小电容，比如100nF，用来滤除高频噪声。虽然误差放大器本身有一定的带宽限制，但反馈线上的开关噪声如果不滤掉，很容易在占空比上叠加毛刺，表现为输出纹波变大或者环路偶尔抖动。
不过这个电容不能取太大。误差放大器的反馈支路里，如果分压电阻和这个电容形成低频极点，可能把环路带宽压得很低，动态响应变差。通常100pF到100nF之间调试着来，我一般先贴一个103（10nF）上去，用示波器看带载阶跃响应，再决定要不要调整。
3.4 补偿网络初始参数
误差放大器需要外部补偿，否则环路可能震荡。标准做法是在3脚和2脚之间接一个RC串联网络，形成一个积分加比例补偿。初始参数我推荐：电阻10kΩ，电容10nF。
原理上，这个网络在误差放大器反相输入端和输出端之间形成负反馈：直流时电容相当于开路，增益主要由电阻决定；随着频率升高，电容阻抗降低，增益滚降，从而压低高频增益，提高环路稳定性。取值上，10kΩ和10nF的组合在80kHz开关频率下已经有明显的频响整形作用。实际调试时如果发现带载电压抖动，可以加大电容到100nF把带宽压低，但代价是动态响应变慢。如果发现响应太肉，可以减小电容或者调小电阻。
4. 限流原理：采样电阻、电流环与恒流模式切换
4.1 采样电阻的两种摆法
限流的前提是把电流变成电压。最常用的办法是低边采样：在输出负端与系统地之间串一个毫欧级采样电阻，电流流过时产生压降，把这个压降送到误差放大器。
低边采样的好处是简单、便宜、不需要差分放大器，采样电压以地为参考，可以直接送进TL494的输入脚。缺点有两个：一是输出负端不再和系统地完全等电位，对大电流负载可能有点影响；二是采样电阻上的压降直接损失在输出回路里，对于低压大电流输出不够友好。在实验室可调电源这种场景，0.1Ω采样电阻、5A时压降0.5V，还能接受，毕竟输出电压最高30V，损失占比不高。
高边采样更讲究，需要电流检测放大器把高压侧的差模小信号转换成对地参考信号，精度高、不影响地平面，但成本和复杂度都上去了。对于0-30V这个量级，我建议直接低边采样，省事又可靠。
4.2 电流环接入的极性
电流环的极性同样遵循“采样进反相、基准进同相”的原则。TL494的16脚是误差放大器2的同相输入，15脚是反相输入。
接线方式：16脚接限流基准电压，15脚接采样电阻的高电位端。当负载电流增大，采样电阻压降升高，15脚电压升高，误差放大器2输出下降，3脚被拉低，占空比减小，输出电流回落，形成负反馈。
这里有个非常容易忽略的坑：采样电阻的低电位端必须单独走线回到系统地或者芯片地参考点，不能和大电流路径共用一段铜皮，否则大电流在地线上形成的压降会叠加到采样信号里，导致限流点不准。这就是后面要说的开尔文连接。
两个误差放大器通过二极管接到公共节点后，电压环和电流环呈现“低者优先”的逻辑。正常工作未限流时，电压环主导，3脚电压由电压环决定；当负载超过设定电流，电流环输出更低，3脚电压被电流环拉低，系统自动切换成恒流模式。这个过程不需要外部切换电路，纯粹靠芯片内部的二极管或逻辑自动完成，非常巧妙。
4.3 限流阈值计算与采样电阻选型
限流基准电压和采样电阻共同决定限流点。公式是：
Ilimit = Vref_current / Rsense
例如采样电阻取0.1Ω，想实现0到5A限流可调，则限流基准电压最大应为：
5A × 0.1Ω = 0.5V
限流基准的搭建和调压基准类似：14脚5V经过90kΩ固定电阻和10kΩ电位器串联接地，滑动端接16脚。电位器调到底时16脚为0V，限流点接近0A；调到顶时：
Vref_current = 5V × 10 / (90 + 10) = 0.5V
对应5A。注意90kΩ和10kΩ分压出的范围最大正好0.5V，不会超量程。
采样电阻本身的功耗要算清楚：
P = I² × R = 25 × 0.1 = 2.5W
所以至少用5W的电阻，而且最好是低温度系数的类型，否则电阻发热后阻值漂移，限流点跟着跑，用起来很恼火。康铜丝或者专用分流器是更好的选择。
4.4 开尔文连接和布线细节
前面提到开尔文连接，这里展开说。采样电阻的四个接线点，两个是大电流进出点，两个是电压采样点。电压采样的两根线要从采样电阻自身的引脚根部引出，直接走到15脚和地参考点，而不是从大电流走线中间随便拉一条。
为什么？因为铜箔本身有电阻，大电流流过的铜箔上会有压降。如果你从铜箔中间取采样信号，这个额外压降会让TL494误以为电流比实际更大，限流点会偏低。开尔文连接的本质是让电流路径和电压采样路径分开，采样线里几乎没有电流流过，测到的才是采样电阻两端的真实压降。
PCB布局上，采样电阻正下方的铜皮要保证足够宽度，两个采样引脚别走太平行太长的距离，否则寄生电感在开关瞬间会产生尖峰，导致限流环误触发。
5. 实战电路：0-30V、0-5A实验电源完整设计
5.1 设计目标与系统划分
整套系统设计目标很明确：输入36V直流，输出0-30V可调、0-5A可限流，用于实验室日常供电。
系统分为四块：控制部分、功率部分、采样反馈部分、辅助电源部分。控制部分就是TL494及其周边；功率部分是Buck开关管、续流二极管、电感和输出电容；采样反馈部分是电压分压网络和电流采样电阻；辅助电源负责给TL494提供12V供电。
拓扑选Buck降压，因为输入36V、输出最高30V，压差不大，占空比最高约0.83，Buck是效率最高也最容易调通的方案。
5.2 关键元件与计算过程
我把这套设计的关键参数整理成表，方便直接参照：
| 参数 | 取值 | 计算依据 |
|---|---|---|
| 开关频率 | 80kHz | RT=6.2kΩ，CT=2.2nF |
| 输出电感 | 100µH | 电流纹波控制在约1A以内 |
| 输出电容 | 2200µF/63V + 100nF | 压纹波、低ESR |
| 续流二极管 | MBR20100CT | 20A/100V肖特基，余量充足 |
| 开关管 | 75N75 | 75V/80A，Rdson约9mΩ |
| 采样电阻 | 0.1Ω/5W | 5A时压降0.5V，功耗2.5W |
| 电压反馈分压 | 30kΩ + 2.7kΩ | 30V反馈约2.48V |
| 电压给定 | 10kΩ + 10kΩ电位器 | 基准0-2.5V对应0-30V |
| 限流给定 | 90kΩ + 10kΩ电位器 | 基准0-0.5V对应0-5A |
| 栅极电阻 | 22Ω | 限制开关振铃 |
| 栅极下拉电阻 | 10kΩ | 防止断电时误导通 |
电感值的计算过程值得一提。Buck在连续导通模式下的电感电流纹波近似为：
ΔI = (Vin - Vout) × D / (f × L)
代入36V输入、30V输出、占空比0.83、频率80kHz，若希望纹波电流控制在1A左右：
L = (36 - 30) × 0.83 / (80 × 10^3 × 1) = 62.25µH
取整到100µH，纹波电流比计算值更小，输出电压纹波也更好压。电感额定电流要大于最大输出电流加上一半纹波电流，也就是至少要5.5A，我建议用额定6A以上的磁环电感，磁粉芯材质对直流偏置下的感量衰减不敏感，比铁氧体更稳。
输出电容按纹波电压要求取。简单估算时，电解电容的ESR贡献往往比电容容抗更大，所以选择低ESR的大容量电解更实际。2200µF的63V电解加一颗100nF高频瓷介电容并联，实测纹波可以压到几十毫伏以内。
5.3 功能分区连接说明
按功能分区把连线逻辑过一遍，方便搭电路时对号入座。
控制供电：输入36V经过7812稳压到12V，给TL494的12脚供电，14脚输出5V基准，分别给两个电位器分压网络供电。
振荡部分：5脚和6脚之间接2.2nF，6脚对地接6.2kΩ，得到80kHz锯齿波。如果手头没有精确的6.2kΩ，用5.6kΩ或者6.8kΩ也能工作，频率偏差无伤大雅。
输出模式：13脚接地，8脚和11脚并联接12V，9脚和10脚并联后串22Ω到MOS管栅极，栅极再对地接10kΩ下拉电阻。4脚直接接地，以获得最大可用占空比。
电压环路：输出电压经过30kΩ接到2脚，2脚对地接2.7kΩ和10nF电容。1脚接基准电位器滑动端，电位器两端分别接14脚和地。3脚和2脚之间跨接10kΩ和10nF串联补偿。
电流环路：采样电阻接在输出负端和系统地之间，采样电阻高电位端接15脚，限流电位器滑动端接16脚。电位器分压电路为14脚-90kΩ-电位器10kΩ-地。
功率部分：输入36V接开关管漏极，源极接续流二极管负极和电感一端，电感另一端接输出正端。续流二极管正极接地，输出电容并联在输出正端和地之间。采样电阻放在输出负端和地之间，构成完整回路。
5.4 PCB布局的注意事项
布局上我吸取过几次教训，重点说三个。
第一，功率地和控制地要单点连接。采样电阻的低电位端、输出电容的负极、续流二极管的阳极属于功率地，电流很大。TL494的7脚地、两个电位器的地、反馈分压的下端属于控制地。两个地只采样电阻的参考端点单点相连，避免大电流在控制地铜箔上形成压降。
第二，采样走线要远离开关节点。15脚的电流采样走线如果贴着开关管漏极或二极管走，很容易捡到高频噪声，导致限流环抖动甚至误触发。采样线最好从采样电阻根部独立走，走线可以细一些，但两侧要有地铜皮包裹。
第三，MOS管的栅极电阻尽量靠近MOS管摆放，下拉电阻靠近栅源两端。这样能把栅极驱动回路的寄生电感降到最低，减小关断时的振铃。
6. 调试过程中的波形分析与避坑经验
6.1 上电调试顺序
拿到板子别急着满负载拷机，按流程一层一层验证。
第一步，不装功率管和电感，先给TL494单独上电。用示波器看5脚的锯齿波，确认频率在80kHz附近，幅度稳定。再看9脚、10脚并联后的输出，应该能测到PWM波形，但因为没有反馈和功率部分，占空比状态取决于3脚电压的稳态值。
第二步，接上反馈网络，不接功率管，手动给反馈分压点加一个直流电平模拟输出电压，观察PWM占空比是否随之变化。给定基准调高，占空比应变大；模拟输出电压调高，占空比应变小。这一步可以快速验证反馈极性是否正确。
第三步，接上功率部分，但输出只带轻载。先调低给定基准到比较保守的电压，比如5V，然后慢慢往上调，观察输出电压是否线性跟随。再用电子负载逐渐加电流，观察限流动作。
6.2 用示波器盯哪几个波形
调试中最有价值的几个测试点：5脚的锯齿波、3脚的误差输出、MOS管栅极的PWM波形、输出端的纹波。
5脚锯齿波形状能反映振荡部分是否正常。如果锯齿波的上升沿顶部有台阶或者塌陷，多半是CT电容质量不好，或者地线有噪声。
3脚波形是判断环路有没有问题的窗口。电压环正常稳定时，3脚电压应该是一个干净、基本不带开关毛刺的直流电平，只在负载变化时短暂调整。如果在3脚看到明显的锯齿波同频波动，说明环路增益过高或者补偿不够，占空比在跟着噪声抖。
MOS管栅极波形主要看两个指标：上升下降沿是否陡峭、有没有严重的振铃。栅极波形振铃严重时，可以适当增大栅极电阻，从22Ω加到47Ω试试。下降到零后的振铃太深，可能说明下拉电阻太弱或者地回路寄生电感大。
输出纹波看的是LC滤波效果。纹波频率应该和开关频率一致。如果不一致，而是更低频率的起伏，那多半不是滤波问题，是环路在低频振荡。
6.3 常见故障与排查对照
我把自己踩过和帮别人排查过的典型问题整理成一张表：
| 故障现象 | 可能原因 | 排查方法 |
|---|---|---|
| 输出电压锁死在最大值 | 反馈采样接到了同相端，形成正反馈 | 核对2脚、15脚接的是采样，1脚、16脚接的是基准 |
| 输出带一点负载电压就跌 | 限流点设置过低、电流环误动作 | 测采样电阻压降，看是否提前到达限流基准 |
| 输出纹波大且带开关尖峰 | 输出电容ESR大、采样地线被污染 | 并高频瓷介电容，整改地线走线 |
| 空载输出电压偏高 | 没有最小负载、电感能量无处释放 | 输出端并一个数十mA的假负载电阻 |
| 开关管发烫但效率低 | 栅极驱动不足、导通损耗大 | 检查栅极波形上升沿，必要时加图腾柱驱动 |
| 限流点随温度漂移 | 采样电阻温漂大 | 换低温度系数采样电阻 |
| 上电瞬间输出过冲 | 缺少软启动 | 在基准给定或3脚加RC缓启动 |
第七个问题单独说。TL494本身没有专门的软启动引脚，但实现起来不难。我推荐在基准给定端加RC：1脚的电位器输出先经过一个10kΩ电阻，再到1脚，同时1脚对地接10µF电容。上电瞬间电容电压为0，基准从0慢慢爬升，输出电压随之缓慢建立，不会出现硬启动时的大电流冲击。这个办法不影响环路的稳态精度，只是把启动过程拉长到几百毫秒。
6.4 几点安全提醒
最后说几条调试安全方面的建议。给功率部分供电时，最好在输入端串一只限流电阻或者用调压器把电压慢慢升高，第一次上电时一旦发现异常，能来得及断电。测量输出波形时，示波器探头的地线夹务必夹在测试点的参考地上，不要图方便夹在机壳或者散热的铝片上来测，否则可能因地回路问题闻到糊味。
带感性负载和容性负载时，注意不要超过限流点长时间运行，虽然限流环路能保护，但采样电阻和电感的功耗还是实打实的热量。如果你把限流电位器调到最大、又短路输出，系统会稳定工作在恒流状态，此时电感、二极管、采样电阻都在满负荷发热，散热条件不够的话，撑不了太久。
还有一个容易被忽视的小细节：电位器旋钮在调节过程中可能瞬间开路。如果调压电位器开路，1脚基准悬空，误差放大器输入失调可能导致输出跳变到最高或最低。稳妥的做法是在1脚对地接一个100kΩ电阻，给悬空状态一个确定性路径，电位器故障时输出不会有危险。这个电阻并联在基准分压电路里，稳态影响可以忽略，但关键时刻能救命。
