前一阵把一块两串磷酸铁锂电池组的一体化均衡板调通，主控用的 PIC18F87K22，均衡功率通路里用到 MP2642GR-Z 这颗电源管理芯片。开始之前我以为两串电池能有多复杂，真正做下来才发现，串联节数越少，反而越容易被“单节电压看似差不多”的假象麻痹。尤其在储能、备用电源这种长期浮充和偶发大电流放电并存的场合，单体电压漂到什么程度完全是靠实测才看得清的。这篇就当把整个方案的选型、电路、软件和调试过程从头梳理一遍，给同样在搞 2 串均衡的朋友做个参考。
1. 项目背景：为什么两串电池也需要认真做均衡
1.1 串联电池不均衡的根本原因
很多人有个误区，觉得两串电池只要出厂容量一致、内阻差不多，就能一直稳定运行。实际远不是这么回事。电芯的容量、内阻、自放电率都会随温度和老化发生漂移，而且彼此相互影响。哪怕一开始是同一批次、同一分容柜出来的电芯，用了半年之后，两节电池的可用容量差个 3% 到 5% 很正常。串联回路电流相同，容量偏小的那节会先充满、先放空，在充电末期电压被顶得更高，在放电末期电压被拉得更低，于是单体电压差就像滚雪球一样越来越大。
两串虽然只有两节，但问题并不因为数量少而减轻，反而有个尴尬点：很多国产保护板方案都默认“4 串起步”，2 串也完全没有合适 BMS 芯片的话，只能靠通用 MCU 自己搭。你如果直接忽略均衡，用个纯保护板把过压欠压管住，短期内看电压表也觉得没问题，但电池组会在长期浮充中越用越不平衡，最终容量衰减很快。
1.2 储能与备用电源场景的独特考验
储能和备用电源这两个场景，对均衡的要求和普通便携设备不太一样。
先看储能系统，比如阳台储能、小型光伏储能箱。电池大部分时间处于“浅充浅放”状态，充电到 90% 就停了，很少真正到达满充开路电压。均衡的核心不是把每节都顶到满电，而是在平台电压区就开始纠正偏差，否则一旦真正进入深度循环，差异会被放大。
再看备用电源，比如 UPS、应急照明、安防备电。这类电池常年挂在浮充电压上，充电器会持续给电池组补满电，好的充电器还会做温度补偿。此时如果某个单体内阻偏高，浮充电流在它上面的极化电压会更大，导致它长期过充，另一个单体则长期欠充。均衡电路的作用就是把这个“高个子”的额外能量泄放掉，相当于不断地削峰填谷。
这里的均衡策略和电动车那种“满充满放前的 soc 对齐”还有区别。备用电源希望在任何时刻都让两节电池电压尽量接近，而且浮充条件下均衡动作时间往往很长，所以散热、限时、防误动都比单纯压差判断更重要。设计这套方案的时候，我把目标定成：静置压差收敛到 20mV 以内，充放电过程中压差不被进一步放大，均衡功率尽量小，避免对电池寿命产生负面影响。
2. 方案架构与芯片分工
2.1 均衡思路选型：被动泄放 + 主动补电
业界最常见的均衡方案就两类：被动均衡和主动均衡。被动均衡原理最简单，在电压偏高的电池上并联一个开关加一个功率电阻，把多余能量变成热量放掉。主动均衡用电感、电容或者 DC-DC，把高电压电池的能量转移到低电压电池。两种我都在别的项目上试过。
被动均衡的优点很多：控制直接、不会在单元间搬移能量、成本低，缺点是均衡电流做不大（通常在 0.5A 以内），而且热量较集中，需要仔细布局。主动均衡效率高，适合大容量、大压差场合，但驱动和时序逻辑复杂，电感或变换器还可能引入噪声，调试周期明显更长。
对于 2 串这种最小系统，我的方案是“被动均衡为主，主动补电为辅”。日常小压差（比如 20mV 到 50mV）用被动均衡慢慢泄放高电压单体；如果压差超过一定门限，说明单纯泄放可能要好几个小时甚至十几个小时，这时候再调用 MP2642GR-Z 搭的补充充电通路，对电压偏低的那节小电流补电。这种混合思路的好处是，多数时间不搬移能量，只在压差较大时才启用主动通道，既控制成本，又不会因为频繁搬移导致系统效率变差。
2.2 MP2642GR-Z 在均衡通路里的角色
MP2642GR-Z 是一颗带电流设定能力的降压型电源管理芯片，内部集成了功率开关，外围搭好反馈网络、电感和采样电阻之后，可以提供稳定的恒压或者恒流输出。GR-Z 后缀通常表示封装/载带规格，和功能无关。
在这套均衡方案里，我没有把它当成一个普通的 DC-DC 给整板供电，而是专门拿来搭一条“可控小电流充电通道”。它的输入可以直接接充电器或者系统电源轨，输出经过切换开关接到需要补电的那节电池。通过设定电感峰值电流或者输出采样电阻，把补电电流限制在 0.5A 到 1A 的可控区间，避免大电流冲击电池。
为什么最终选择了这样一颗芯片而不是自己搭分立器件？一是因为它内部已经做好环路补偿，输出电流和电压都稳定，省掉很多调环路的时间；二是因为它本身支持较宽的输入电压范围，后续如果电池节数扩展到 4 串、输入电压到 16V 以上，这颗芯片仍能复用，不用推翻整个硬件设计。实际调试时只需要根据单体电压范围设定分压反馈电阻，就能把输出目标电压限定在安全窗口内。
2.3 PIC18F87K22 承担的控制任务
PIC18F87K22 这颗 MCU 在 BMS 场景里算是“老将”了。它的资源对我这个方案来说很充足：多路 ADC 通道负责单体电压采集，几路 GPIO 用来控制均衡开关，几个定时器用来做状态时间片和超时保护，内部 Flash 空间足够写下一整套状态机和故障记录。
我在设计时没有让它参与高频开关控制，因为均衡功率级的 PWM 管理已经由 MP2642GR-Z 内部完成，MCU 只做“什么时候均衡、均衡哪个电池、均衡多久”的决策，以及记录故障。这种把功率环和控制环分开的思路，最直接的好处是软件逻辑不会被底层环路参数牵制。你想，如果 MCU 还要实时调节环路 PWM，那滤波、震荡、驱动时序全搅在一起，调试难度直接翻倍。
顺带说一下，两串系统里单体数量少，ADC 通道不需要很多，但通道隔离和参考电压精度必须特别讲究。PIC18F87K22 的内部 ADC 本身够用，我给 ADC 参考电压配了一个 2.048V 的外部精密基准，然后用低温漂分压电阻把单体电压映射到基准范围内。这套组合实测下来，室温条件下单体电压的采样分辨率可以到 mV 级，足够做 10mV 级别的均衡判定。
3. 硬件电路设计与关键参数计算
3.1 单体电压采样与分压网络设计
电压采样是整个均衡方案的根基，采样不准后面全是白搭。我的做法是这样的：电池负极作为系统地，第一节电池电压范围在 2.5V 到 3.65V，直接经过电阻分压后进 ADC。为了留出余量，分压比取 0.5，也就是说单体最高电压 3.65V 时，ADC 输入端最高大约 1.83V，距离 2.048V 基准还有 10% 余量，不会削顶。
分压电阻取值看起来简单，实际坑很多。我选的是 0.1% 精度、低温漂的 10k 和 10k 电阻，两个单元电压采样共用同一组基准和同一片 PCB 区域，保证温漂方向一致，这样两路 ADC 读数的相对误差可以抵消一部分。另外提醒一下，分压电阻后级一定要加一个小电容，比如 100nF，和分压电阻组成低通滤波，滤掉开关节点和电源走线耦合进来的高频噪声。这个小电容我一开始没加，后面调试时 ADC 读数跳得厉害，加完之后立刻安静了。
上节电池的采样就不能直接照搬了，因为上节电池的负端不是系统地，而是第一节电池的正极，也就是 B+ 节点。如果把上节电池直接通过分压电阻拉到 ADC，它的共模电压会超出 ADC 输入范围。我的处理方式是把 B+ 和 B++（上节正极）分别分压，两个分压输出用一个简单仪表运放做差分转单端，再送进 ADC。仪表运放供电用单 5V 就行，它的输出摆幅足够覆盖 2V 范围。在双串系统里，这是最主流的做法，比直接上隔离运放更便宜，也比软件算差值更稳，因为软件差值会把两个分压电阻的误差叠加，差着 10mV 不利于均衡精度。
3.2 被动均衡支路设计
被动均衡支路的核心是一个功率电阻串一个 MOSFET，和电池并联。以 50Ah 磷酸铁锂电池组为例，均衡电流一般取容量的 0.5% 到 2%，我按 0.6A 来设计。当单体最高工作电压是 3.65V 时，泄放电阻阻值大约是 3.65V 除以 0.6A，得 6.08Ω，直接选标准值 6.2Ω。这个电阻上的最大功耗是 3.65V 的平方除以 6.2Ω，约 2.15W。别被这个数字骗了，散热条件必须按至少两倍余量考虑，我实际用了两个 12Ω 电阻并联，等效 6Ω，每个只承担大约 1.1W 功耗，再靠大面积覆铜散热，表面温升控制在 30℃ 以内。
MOS 管的驱动也要分高低边来讨论。下节电池的均衡 MOS 漏极接 B+，源极接电池负极，栅极由 MCU 直接驱动，非常好控制。上节电池就麻烦一点，它的源极在 B+ 上，栅极要拉到比 B+ 高好几伏才能完全导通。我用的是 P 沟道 MOS 加一个低边 NPN 的转换电路：MCU 输出高电平时，NPN 导通，PMOS 栅极被拉到 B-，PMOS 导通；MCU 输出低电平时，NPN 截止，PMOS 栅极被上拉到 B+，PMOS 关断。注意 PMOS 栅极上那个 100kΩ 上拉电阻必须要加，否则 MCU 复位或掉电瞬间 PMOS 可能误开启，电池会一直往电阻里灌电，放几天就过放了。
高边被动均衡还有一个细节：因为两节电池是串联的，上节电池的泄放电流会流过下节电池，给下节“充电”的假电压并不等于均衡。真正要防止的是出现低边 MOS 关闭、高边 MOS 打开时泄放电流走了一条意外路径，把电短到地。设计 PCB 时我会让高边均衡回路尽量短粗，并且和 ADC 采样线完全分开，避免大电流的压降耦合到采样回路。
3.3 以 MP2642GR-Z 为核心的补充充电通路
主动补电通道是这套方案的亮点，也是容易翻车的地方。MP2642GR-Z 的输出通过两个可控开关分别接到下节电池或者上节电池，每次只补一节。输入电源我接的是系统充电器输出端，因为充电器本来就给整个电池组充电，再分一小路给低压单体补电，不会对来源造成冲击。补电电流设在 0.8A，通过采样电阻的阻值计算确定，具体阻值按芯片数据手册的电流检测系数来算。
切换开关的选择上，我最初想用继电器，因为继电器导通电阻极小，压降几乎可以忽略。后来发现两串系统里空间和功耗都有限，继电器线圈持续功耗太大了，几小时均衡下来白白耗电，于是改成了两路 P 沟道负载开关。每路负载开关自带防倒灌功能，关断时双向阻断，这样即使被补电池电压高于输出节点，也不会反向灌进来把电源管理芯片打出故障。
这里我要特别强调一个容易忽略的点：补电通道的“目标电压”一定不要设死在某个固定值。磷酸铁锂在平台区电压变化很小，如果固定输出 3.5V，在电池已经 3.6V 时补电，等于给一个高电压电池硬灌低电压，芯片会进入恒流输出模式但电流可能反灌，瞬间发烫。我的做法是 MPCU 在补电开始前先测一下目标电池电压，通过 MP2642GR-Z 的反馈电阻配置两个档位，或者干脆用 MCU 控制一个 DAC 微调反馈参考，让输出目标电压始终比当前电池电压高 50mV 左右。这个“跟随电压”补电方式比固定电压更安全，充电电流稳定，大概率不会出现热失控。
3.4 保护与温度采集
均衡电路再先进也不能失去保护。我在设计里保留了常规的三重保护：过压保护、欠压保护和过温保护。过压保护由 MCU 直接采样判断，只要任意一节电压超过 3.8V（不同电芯种类可配），就立刻关闭均衡开关并告警，同时把充电通路断开。欠压保护类似，低于 2.3V 视为异常，不再进行任何均衡动作，防止把过低电池硬充导致危险。
温度采集用了两路 NTC，一路贴在电池表面，另一路贴在被动均衡电阻群旁边。为什么特别把均衡电阻温度单独拉一路？因为被动均衡把能量变成热量，如果某一节电池电压偏高持续几个小时，电阻温度会明显升高。一旦温度超过 55℃，我会强制暂停该路均衡，让热量散掉再继续。这是我在一次长时间均衡测试后总结出来的教训：电阻散热面积看着够了，但密闭壳体内热量堆积远超预期，没有温度反馈的均衡程序跑久了就是个移动小火炉。
4. 软件控制策略与状态机实现
4.1 采样滤波与电压对齐
硬件做好之后，软件的第一步就是搞定可靠的单体电压读数。我这里的采样周期是 100ms 一次，每个周期对两节电池各采集 8 次，去掉最大最小值再平均，形成一组有效数据。为什么这么繁琐？因为电池电压本身不是恒定值，极化效应会让电压在充放电停止后慢慢回弹，回路里又有电源纹波，单次采样很容易采到尖峰噪声。
滤波之后还要做“电压对齐”，也就是判断高低边。两节电池串联，系统获得的整组电压是 V1 + V2，但 MCU 采样 V1 是直接分压得到，V2 是差分放大得到，两条通道的放大倍数和零点不可能完全一致。我通过一个校准流程来修正：首先切掉所有均衡回路，静置 10 分钟，然后用高精度万用表分别实测两节电池电压，和 ADC 读数对比，算出每路的增益误差和偏移量，存进 Flash 作为校准系数。实测下来，校准后两路读数的一致性可以做到 3mV 以内，这是后续均衡阈值设置的前提。
4.2 均衡判定与迟滞逻辑
均衡判定的核心参数是压差 ΔV = |V1 - V2|。但压差本身并不足够，还要结合电池状态。比如两节电池静置时压差很大，但都在安全电压区间内，这是典型的“容量不一致”；如果其中一节已经接近满电 3.65V，另一节还在 3.3V，这时候均衡意义很大。但如果两节都处于低电量区间，说明是放空状态不一致，此时被动均衡泄放高电压电池反而会浪费能量，更适合在下一轮充电时再处理。
所以我设计的判定逻辑分两段。第一段只看绝对值阈值：当 ΔV 大于 30mV 且最高电压电池达到 3.45V 以上时，启动被动均衡，放电高电压那一路。第二段看主动补电启动条件：当 ΔV 大于 80mV 且低电压电池在 3.2V 以下时，关闭被动均衡，改由 MP2642GR-Z 给低电压电池补电，直到压差收敛。
逻辑里必须加迟滞。你想象一下，均衡开启后电压慢慢下降，到 30mV 就立刻关断，关断后电池开路电压回升，差又回到 31mV，于是又开始均衡，系统就在开关边缘来回抖。我给的迟滞是：启动压差 30mV，停止压差 18mV；主动补电启动 80mV，停止 40mV。这样一来，均衡动作频率明显下降，切换瞬间带来的电压扰动也被限制住。
4.3 状态机与超时保护
软件整体实现为一个简单的状态机，核心状态包括 IDLE、PASSIVE_BAL、ACTIVE_BOOST、FAULT 和 DONE。这个状态机非常小，但逻辑要写清楚，比写个串口协议难的是各种边界条件。
状态机里每 300ms 刷新一次控制输出。需要注意的是：在不均衡状态下，均衡 MOS 必须处于关闭状态，MP2642GR-Z 的切换开关也必须断开。上电瞬间 MCU 所有引脚默认可能是高阻或者输出低电平，硬件上的上拉下拉电阻在这里又起到关键保护作用，别指望软件初始化够快能避免误触发。
超时保护不能省。被动均衡最大允许连续运行 4 小时，主动补电最大允许运行 90 分钟。如果超时没有把压差缩减到目标范围，程序就把状态切到 FAULT 并记录一条错误编号，同时点一个 LED 报警。为什么要设超时？我曾经做过一次实验，电池压差达到 150mV 后开启被动均衡，理论上十几个小时能拉平，结果均衡 6 小时后压差还是 90mV，因为电池在慢慢放电时电压也在缓慢回弹，打着“我正在均衡”的名义白白耗电。与其这样，不如超时后停止动作，让用户或者上位机重新评估电池状态。
下面是我在 MCU 里用的核心判定片段，按逻辑整理过，和实际代码略有简化，但结构一样。
// 每次采样周期后执行 void bal_state_control(void) { // 读取滤波后两路单体电压 uint16_t v1 = read_cell_voltage(CELL_1); uint16_t v2 = read_cell_voltage(CELL_2); int16_t delta = (v1 > v2) ? (v1 - v2) : (v2 - v1); // 温度保护是第一优先级 if (ntc_temp > 55 || ntc_fet_temp > 70) { set_state(FAULT); return; } switch (state) { case IDLE: if (delta > BAL_ON_DELTA && max(v1, v2) > 3450) { if (delta > BOOST_ON_DELTA && min(v1, v2) < 3200) { set_state(ACTIVE_BOOST); } else { set_state(PASSIVE_BAL); } } break; case PASSIVE_BAL: if (delta < BAL_OFF_DELTA || state_time_min > 240) { set_state(IDLE); } break; case ACTIVE_BOOST: if (delta < BOOST_OFF_DELTA || state_time_min > 90) { set_state(IDLE); } break; case FAULT: // 故障恢复需要外部复位或者上位机指令 break; default: break; } }状态切换的同时，对应的 GPIO 输出会驱动均衡 MOS 或者补电通道开关，这里不再展开，硬件上已经做了互锁，软件不应出现同时开启被动均衡和主动补电的情况。为了实现这个互锁，我在状态切换前用了一句话：先关闭全部开关再打开目标开关，绝不做“边关边开”那种交接。
5. 调试记录与常见问题排查
5.1 ADC 采样值漂移，读数跳变
这是整个调试过程里花费时间最长的问题。现象是板子一通电，ADC 读数在 ±5mV 左右跳，导致均衡阈值根本没法设。一开始我怀疑是分压电阻精度不够，换了几组还是一样。后来用示波器测量 ADC 输入引脚，发现上面叠加了许多尖峰，频率和充电器开关频率一致。
原因很快定位到：分压电阻后面的滤波电容太小，只有 1nF，没有有效抑制开关噪声；同时 ADC 采样引脚在 PCB 上走得很长，又和被动均衡的功率走线平行，噪声直接耦合进来。最终处理是滤波电容加大到 100nF，重新把 ADC 采样线改成又短又宽的走线，并在采样排针旁边围了一圈接地的过孔。改完以后读数稳定在 1mV 内，问题解决。
这类问题在 BMS 板上很常见，但有两种不同解决路径：一是加大滤波电容，但注意不要让采样响应变得太慢，因为我还要用这个电压来判断充放电状态，如果滤波时间常数超过 100ms，策略会有明显滞后；二是从布线和地平面入手优化，更根本但需要重新打板。我这次是先改电容稳住功能，下一版再把地隔离做好。
5.2 均衡关闭后电压反弹
解决完采样之后，我又遇到一个奇怪现象：一节电池电压 3.55V，另一节 3.50V，相差 50mV，开启被动均衡十分钟后，高电压那节降到 3.52V，两节差值看起来已经很小。我以为收敛了，程序关掉均衡，结果静置两分钟，电压又回到 3.54V，差值又变成了 40mV。
这个现象其实非常典型，叫做极化电压回弹。电池在大电流充电或者放电后，极化和浓差电压会让开路电压暂时虚高，均衡泄放的是这部分“虚电压”，而不是真正把容量拉平。如果不加迟滞，程序就会反复启停。
我把停止阈值从 18mV 进一步加大到 15mV，同时增加一个要求：均衡关断后至少要观察 5 分钟，确保电压稳定后差值确实低于阈值，才允许进入 IDLE 状态。另外我还意识到，被动均衡本质上是把高电压电池的容量一点点放掉，把“虚高”压制下去，让两节电池回到相近的荷电状态，这个过程必定是慢的，想快只能靠主动补电通道。后来我在策略里把主动补电的启动阈值适当调低，让主动通道更频繁参与，整体收敛速度反而比长时间被动均衡更快。
5.3 高边均衡开关管发热与误动作
高边均衡回路是独立测试时发现问题的。在单独测试上节电池均衡功能时，PMOS 开关管温度在几分钟内明显上升，摸上去烫手。检查波形发现，PMOS 根本没有完全导通，栅极电压被 100kΩ 上拉电阻和驱动管分压拖住，工作在放大区，漏源之间压降将近 1V。1V 压降乘上 0.6A 均衡电流，那就是 0.6W 的热耗，全撒在 MOS 管上。
解决方法不复杂，把驱动管的驱动能力加强，同时把栅极电阻从 1kΩ 降到 100Ω，加快开启速度。上拉电阻我保留 100kΩ，因为它只在 MCU 复位时用来保证默认关闭，导通时已经被驱动管拉低到足够电位。修改之后 MOS 管满电压导通，漏源压降只有几十毫伏，温度明显下降。这类问题在分立电路里非常容易埋雷，因为量到电压波形存在并不代表开关处于理想状态，一定要看是否完全导通。
5.4 排查流程速查表
这个表是我自己调试时反复对照的清单，你遇到类似问题可以直接参照排查顺序，能省不少时间。
| 现象 | 大概率原因 | 检查/处理方法 |
|---|---|---|
| ADC 读数跳变 5mV 以上 | 分压滤波器不足或采样线受开关噪声干扰 | 加大滤波电容，缩短采样走线，参考地开尔文连接 |
| 均衡开启后电压反复反弹 | 极化电压未稳定、迟滞不够 | 增加关断后的静置观察时间，加大迟滞阈值 |
| 高边 MOS 发热严重 | MOS 未完全导通，驱动不足 | 测漏源压降，加强驱动管，减小栅极电阻 |
| 均衡电流偏大导致电池电压迅速下降 | 泄放电阻功率不足或数值错误 | 复核电阻阻值和功耗，必要时并联电阻分流 |
| 主动补电时芯片发烫 | 输出目标电压低于电池电压，电流倒灌 | 让输出目标电压高于电池当前电压 50mV 左右 |
| 上电瞬间电池电压异常掉电 | 上拉下拉电阻缺失，MOS 误开启 | 为所有高边控制管加默认状态电阻 |
| 两路采样读数一致性差 | 分压电阻误差或差分放大器失调 | 做软件标定，保存校准系数 |
6. 实测效果与可扩展方向
6.1 实测数据
这套方案在模拟浮充和强制失衡测试两种条件下跑过比较长时间。模拟浮充时，先把两节电池人为拉开 92mV 压差，然后接上均衡板。被动均衡阶段，均衡电流约 0.6A，电阻表面温升约 27℃，连续运行约 1 小时 40 分钟后压差降到 20mV 以内，之后进入间歇均衡阶段。
在后续两个充放循环里，静置压差进一步收敛到 12mV 左右，主动补电通道累计运行约 40 分钟，补电电流 0.8A，MOS 开关温度正常。整个过程中，MCU 记录的故障事件为零次，温度保护从未触发。对比没有均衡的对照组，两组电池在同等浮充条件下运行一个月后，对照组压差从初始 8mV 扩大到 75mV，而带均衡这组始终控制在 20mV 上下。这个结果说明，均衡功能虽然没有改变电芯自身的物理差异，但至少把差异对系统容量的负面影响压制住了。
6.2 可扩展方向
两串只是起点，实际上这套软硬件框架可以平推。软件侧，把状态机和均衡判定做成数组形式，ADC 通道扩展到 4 路或者 6 路，就能直接适配 3 串到 4 串；硬件侧，MP2642GR-Z 的输入范围和新参考节点只要略作调整，同一颗芯片可以继续承担“补电通道”的角色。每个单体都加一组被动均衡支路和一个补电开关，控制逻辑从“两串二选一”变成“多串选一路”，整体架构不用推翻。
如果想进一步提高均衡速度，替代方案可以把被动均衡电流从 0.6A 提到 1A，但散热问题会更突出，需要重新考虑电阻选型和散热面积。也可以换成真正的双向主动均衡，用反激或者升降压变换器在电池之间搬移能量，但那种方案复杂度至少翻一倍，未必适合低成本两串系统。我个人认为，在 2 串这类最小电池组上，混合方案是性价比和可靠性之间比较平衡的选择。
最后再分享一个小技巧：调试均衡板时，不要只看着电压差判断是否生效，最好把每节电池的电压、均衡电流、MOS 温度、累计均衡时间都通过串口打出来，或者存到 Flash。很多“均衡没效果”的结论，其实是因为程序不断开启和关闭均衡，或者均衡开关处于半导通状态，这些只有靠日志才能发现。我当时就是靠打印数据才看到被动均衡其实一直在断续运行，而不是真正连续泄放，最终定位到迟滞参数和驱动波形的问题。两串均衡看起来小，但把每个细节调顺，能学到的经验比想象中多得多。
