做电源仿真这几年，我见过太多人把多相Buck的调试时间耗在均流上。前阵子一个做板卡的工程师朋友拿着波形找我，说三相同步Buck第三相总是发烫，第四相电感电流居然是负的，满载才60A，出这么大的乱子，最后查来查去是驱动延时不匹配加电感参数离散闹的。他问我有没有办法在画板子之前就把这些问题暴露出来，我说你该在Simulink里把均流控制策略先搭出来跑一遍，而不是等硬件回来了对着示波器猜。
这篇文章就是基于这个场景写的。我会用Simulink从零到一搭建一个四相交错并联Buck变换器的均流控制仿真模型，内容包括设计指标计算、主电路搭建、四路错相PWM生成、平均电流均流环的实现、仿真结果判读，最后还会聊到仿真与硬件之间的差异。整个过程以实际可复现为主，适合正在学电源仿真、或者准备做多相Buck但还没找到合适建模套路的工程师和研究生。
1. 为什么四相交错Buck也必须面对均流这道坎
多相Buck之所以成为低压大电流场景的主流选择，原因很直接：单相做不了。12V输入转1V、输出60A这种需求下，单相Buck的开关管电流应力、电感体积和输出纹波都不可接受。把四个Buck单元交错并联，各相开关频率同为fs，但相位依次错开360°/4=90°，电感电流纹波会互相抵消，等效开关频率变成4fs，输出滤波电容可以大幅减小。
但是并联之后立刻出现一个新问题：理想情况下各相电流各分15A，实际上几乎不可能做到。每一相MOSFET的导通电阻有离散，栅极驱动延时不一致，电感DCR和饱和特性有差异，PCB走线寄生电阻也不一样，这些因素叠加起来，轻则某相电流偏高发热严重，重则出现某相电流反向，电流从输出端倒灌进该相电感。前面提到的那个案例，就是第四相驱动信号比别的相晚了约80ns，加上电感DCR偏小，结果该相在轻载时被其他相"顶"成了负电流。
量化一下就更直观：设四相支路等效电阻本来都是5mΩ，其中某一相因为电感DCR偏大变成了5.5mΩ。稳态时输出电压相同，各相电流近似反比于支路电阻，这相电流会比理想值低约10%，剩下三相各多承担约3.3%的电流。单看3.3%也许不算大，但如果是10%的支路偏差，整相电流偏移就能到10%，热应力差出去一大截。均流控制存在的意义，就是在保留多相交错优势的同时，让各相电流回到统计意义上的相等。
均流策略大致有几种流派：被动输出阻抗法（下垂法）最简单，靠电流负反馈形成天然的下垂特性，但负载调整率差，稳态均流误差大；平均电流法用一根公共电流母线把各相电流平均值广播出去，每相独立修正自己的占空比，稳态均流精度高；还有最大电流法、数字无互联均流等等。仿真层面最直观、最容易理解、也最容易向硬件迁移的，是平均电流法，所以这篇示例模型就选它。
2. 建模第一步：先把设计指标和单相Buck参数算清楚
很多人上来就拖模块、连线，连L和C为什么取这个值都说不清楚，仿真出了波形也不知道对不对。实际上多相Buck的模型参数是需要先算后建的，算错了后面所有校验环节都失去参照系。
2.1 设计目标的确定
我按一个典型场景来定：输入电压范围10V到13.2V，标称12V，输出1.0V，额定总电流60A，四相交错并联，每相额定电流15A。开关频率每相fs取300kHz，交错后等效纹波频率1.2MHz。输出电压纹波目标峰峰值不超过10mV，每相电感电流纹波率r=ΔiL/IL控制在0.4左右。
这个纹波率需要解释一下。r太小意味着电感很大，动态响应慢；r太大意味着电感电流峰值高，对MOSFET峰值电流和电感饱和裕量要求高。常规电压模式Buck把r取在0.2到0.6之间，我取0.4是兼顾稳态和暂态的常见做法。
2.2 电感值的计算过程
先算占空比。对于Buck，稳态占空比D=Vout/Vin，标称条件下：
D = 1.0 / 12 = 0.0833
这个占空比非常小，意味着高端管导通时间很短，这也是低压大电流Buck的一个典型特征。
电感电流纹波ΔiL的计算公式：
ΔiL = (Vin - Vout) × D / (L × fs)
把纹波率r=ΔiL/IL=0.4代进去，每相平均电流IL=15A，那么ΔiL=6A。反推电感值：
L = (Vin - Vout) × D / (ΔiL × fs)
= (12 - 1) × 0.0833 / (6 × 300000)
≈ 5.1μH
这个值作为初始计算偏大。原因是300kHz频率下、0.083的小占空比本身就限制了纹波斜率，按0.4纹波率推出来的电感保守。实际工程里为了让动态响应更快，会把r适当放大。如果r取0.8，ΔiL=12A，L≈2.5μH。对60A输出的多相电源来说，2.5μH到3.3μH是比较务实的区间。
我这里取L=3.3μH，每相额定电流15A，再算一次纹波：
ΔiL = (12 - 1) × 0.0833 / (3.3e-6 × 300000) ≈ 9.26A
纹波率r=9.26/15≈0.62。单看确实偏大，但四个相交错后总电流纹波会大幅削减，这个代价是可以接受的。
需要注意的是，这个L是每相自带的电感，不是四个电感合并。多相Buck的每个相都必须有自己的电感，电感输出端在公共母线处并联，绝不能用一个大电感代替四相电感。
2.3 输出电容估算
输出电容的目标是把总纹波电流压成10mV以内的电压纹波。四相交错后，总电感电流纹波的峰峰值明显低于单相，近似估算可以按单相纹波的1/4到1/8来估。这里单相ΔiL约9.26A，交错后总纹波按最坏情况估约3A。
输出电压纹波主要由电容ESR和容值共同决定。对高频纹波，ESR往往比容值更关键。设陶瓷电容并联组成47μF，总ESR约1mΩ，则ESR纹波为3A×1mΩ=3mV，小于10mV。再看容性纹波：
ΔV = ΔiL_total / (8 × fs_eff × Co)
= 3 / (8 × 1.2e6 × 47e-6)
≈ 6.6mV
ESR纹波加容性纹波约9.6mV，正好卡在指标附近。为了留裕量，把Co提高到66μF，ESR保持1mΩ，容性纹波降到4.7mV左右，总计约7.7mV，可以接受。
2.4 仿真模型里该用什么元件
仿真模型里的电感不是理想电感，要带DCR，不然电感电流没有阻尼，启动瞬间会出现长时间振荡。每相DCR取0.5mΩ，这也是实际功率电感的典型值。输出电容在Simulink里用带ESR的电容模型，可以在Series RLC Branch的元件参数里把ESR单独填进去。
负载用固定电阻加阶跃并联电阻的方式，或者用可变电阻模块，方便后面做动态负载切换。示例模型里可以加一个断路器或阶跃源，在t=0.5ms时把负载从30A切换到60A，用来观察均流环的动态行为。
这里给出我用来预计算参数的MATLAB脚本，做工程估算时直接改数字就能用：
%% 多相Buck参数估算 Vin = 12; Vout = 1.0; Iout = 60; Nphase = 4; fs = 300e3; IL = Iout / Nphase; D = Vout / Vin; r = 0.62; % 纹波率 dIL_single = r * IL; L = (Vin - Vout) * D / (dIL_single * fs); disp(['single-phase inductor: ', num2str(L*1e6), ' uH']); dIL_total = 3; % 交错后总纹波电流，最坏估计 Co = dIL_total / (8 * Nphase * fs * 10e-3); disp(['output cap: ', num2str(Co*1e6), ' uF']);3. 主电路搭建与四路错相PWM：手把手步骤详解
模型搭建我建议遵循一个顺序：先单相、后四相。单相Buck正确跑起来再复制扩展，排查问题范围会小很多。
3.1 Simulink元件库选择
在Simulink中搭建开关级功率电路，推荐使用Simscape Electrical库。进入Simscape Electrical的Specialized Power Systems子库，找到MOSFET、Diode、Inductor、Capacitor、Resistor、DC Voltage Source、Current Measurement和Voltage Measurement等模块。
也可以选择Simulink内置的"Average Model"思想，但那就看不到电感电流纹波和交错效果了，这里必须用开关级模型。
需要注意，Simscape是物理域模型，必须配合PS-Simulink Converter和Simulink-PS Converter模块，把物理信号转换成普通Simulink信号，才能进Scope显示或送进控制器。
3.2 单相Buck主电路搭法
拖入以下模块，按图连接：
- DC Voltage Source：电压设为12V，串联一个0.1mH小电感模拟输入母线寄生，再并联一个输入电容470μF
- MOSFET（Ideal）模块两个，一个做上管，一个做下管
- 负载端：电感（3.3μH，带DCR 0.5mΩ）串接在上管中点与输出节点之间
- 输出电容：66μF，带ESR 1mΩ
- 负载电阻：输出60A对应电阻为1V/60A≈16.67mΩ
上管栅极信号G_up，下管栅极信号G_lo是一对互补信号。理想MOSFET模块需要设置导通电阻Ron、断态电阻Roff和内部二极管参数。仿真中为了简单，可以把体二极管选中，这样下管关断期间电感电流能通过体二极管续流。
一个非常关键的细节：在Simulink开关级模型里，上下管必须加死区时间，否则上管还没完全关断、下管已经导通，输入电源通过两个MOSFET直接短路。尤其是在仿真步长比较大时，这种瞬态直通会产生巨大的电流尖峰，求解器直接报错。
死区实现有几种方式。最简单的是用On/Off Delay模块，分别给上管和下管加入关断延迟。我推荐的设置：上管关断延迟Ts_dead=200ns，下管关断延迟也为200ns，这样任何时刻两个管子不会同时开通。死区时间里，电感电流依靠体二极管续流，波形上会在开关沿处出现一个小的平台，这是正常的。
3.3 从单相复制到四相的操作细节
单相调通之后，选中整个主电路子系统和对应的PWM产生电路，复制三份。然后做一个关键动作：把四个电感输出端连到同一个公共节点上，这个节点接输出电容和负载。很多人在这里犯错，把每个相的输出都接了独立的电容，结果成了四个Buck各带各的负载，根本没有并联均流的概念。
连接公共节点后，输出电容只需保留一份，负载也只需保留一份。四相共享同一个输出电容，这是交错并联的物理本质。输入电源同样只需保留一份，四个桥臂的高端管输入都接在同一个电压源母线节点上。
3.4 四路错相PWM生成方法
占空比信号是控制器输出的一个连续信号D_mod，范围在0到0.2之间。要把它变成四路开关信号，可以有两种做法。
做法一：用Repeating Sequence Staircase生成0到1的锯齿波，频率为fs，再把D_mod和锯齿波送入Relational Operator比较，D_mod大于锯齿波时输出1，小于时为0。这样就把占空比信号调制成了PWM波。生成四路时，需要让四路锯齿波相位分别为0、0.25、0.5、0.75个周期，也就是错开90°、180°、270°。
具体操作：在Repeating Sequence Staircase的Time values里输[0, 1/fs, 2/fs]，Output values里输[0, 1, 0]，生成一个周期锯齿。其余三路分别把Time values整体加上0.25/fs、0.5/fs、0.75/fs的偏移。这个方法直观、逻辑清楚，适合教学。
做法二：使用Power Electronics库里的PWM Generator模块。直接把占空比输入接给PWM Generator，设置载波频率和相位偏移。这个模块内置了锯齿波比较和相位错开功能，四个通道可以合并到一个模块里，连线少，但初学者不容易看见PWM生成的本质。
我推荐第一种。原因是均流环调试阶段需要频繁观察占空比和锯齿波的比较过程，用基本模块搭建的PWM发生器更容易排查问题。
PWM波生成后，还要转成互补的一对信号。用Logical Operator的NOT取反，得到下管控制信号。在加入NOT之前或之后都要留好死区，如前所述。
3.5 主电路模型中的求解器设置
开关级模型含有高频开关动作，仿真步长不能太大。建议将Simulink求解器设为离散或变步长，Max step size设为开关周期的1/50到1/100，即fs=300kHz时，T=3.33μs，Max step取30ns到60ns。
如果发现仿真时间很长，可以牺牲一点精度把Max step放宽到1/20周期，但要注意可能漏掉死区或窄脉宽的细节。实际调试经验是，先用小步长跑通，确认功能正确后再逐步放宽。
4. 均流控制环的两种建模思路与Simulink实现细节
主电路搭完，整个模型的核心控制部分才真正开始。很多教程到了均流环节就含糊其辞，说是"加一个PI就好"，但具体采样什么、修正什么、限幅多少，一概不交代。这一节全部讲透。
4.1 为什么选平均电流法，而不是峰值电流法
电流内环的控制思路大致有峰值电流控制和平均电流控制两种。
峰值电流控制直接比较电感电流与指令电流，天然有逐周期限流能力，动态响应快。但在多相交错场景里，每相峰值电流采样的瞬间正好是其他相开关动作的时刻，开关噪声容易耦合进来；且小占空比条件下峰值电流模式需要斜坡补偿，否则次谐波振荡。
平均电流法把每相电流在一个周期内取平均，与平均电流指令做差，通过PI调节器修正该相的占空比。它不容易受开关噪声影响，也不需要斜坡补偿，在多相均流场合是更常用、更稳妥的方法。本示例选择平均电流法，核心就是：简单、鲁棒、验证逻辑清晰。
4.2 控制架构：电压外环加均流内环
整体架构是经典的双环结构：
- 电压外环：采样输出电压Vout，与参考电压Vref=1.0V比较，经过电压环PI调节器，输出基础占空比D_base。这个D_base是四相共用的占空比基准值，保证输出电压精准。
- 均流内环：采样各相电感电流iL1到iL4，在一个开关周期内做平均，然后计算四相平均电流I_avg。每相电流分别与I_avg求差，误差经过均流PI调节器，输出占空比修正量ΔD_i。
- 最终每相实际占空比：D_i = D_base + ΔD_i，其中ΔD_i的极性必须特别注意。当某相电流高于平均值，说明这相多分了电流，应当减小它的占空比，也就是ΔD_i为负。因此均流PI调节器的误差极性要接对，否则成了正反馈，各相电流会越奔越远。
这个架构的物理含义可以这样理解：电压环管总输出电流按需分配，但它不知道哪个相该多出力气；均流环管的是"内部公平"，让每个相承担相等的电流份额。两个环的带宽要拉开，均流环带宽必须低于电压环带宽，否则两个环互相打架。示例中电压环带宽取20kHz左右，均流环带宽取3kHz左右。
4.3 平均电流采样在Simulink里的正确实现
平均电流采样的实现是均流仿真最容易出错的地方。直接拿电流波形做连续平均会有问题：开关纹波在一个开关周期内变化量很大，如果用同一个采样时刻去读取所有相电流，由于四相电流相位不同，同一时刻四相电流瞬时值差异极大，算出来的"平均电流"完全是错的。
正确做法有二。
方法一：每个开关周期做滚动平均。把Current Measurement的输出接入Mean模块，Mean模块的Time window设为一个开关周期Tsw=1/fs。协调好采样时间，例如Ts=1e-6s。Mean模块会输出每相电流最近一个周期内的平均值，波形平滑，适合调试。
方法二：在每相PWM的中间时刻采样一次。电感电流纹波是近似三角形的，三角形中心点的瞬时值正好等于该周期平均值。用脉冲发生器或者从锯齿波生成一个中心对齐的采样触发信号，在采样点用Sample and Hold模块锁存电流瞬时值。
方法二在理论上有吸引力，但在Simulink的离散控制域里实现起来繁琐，而且需要小心触发信号的同步延迟。方法一简单可靠，我在示例模型里用方法一。
4.4 均流PI参数初值的计算思路
均流环对象可以简化为一阶惯性加延时。从占空比修正量ΔD到该相电感电流的变化，物理上就是电感上伏秒变化产生的电流斜率变化，不少资料会给出简化传递函数：
G_i(s) = Vin / (sL + Rdc)
其中Vin=12V，L=3.3μH，Rdc=0.5mΩ。在s=jω处，这个对象的直流增益非常大，但随着频率升高，电感阻抗起主导，增益下降。均流环希望修正均流误差，只需处理低频段的不均衡，带宽不需要很高。
设均流环目标穿越频率fc1=3kHz，相位裕度保守取50°以上。对这种一阶对象，PI参数可以用经典法估算：在穿越频率fc1处，令PI的零点远低于fc1（比如放在300Hz），比例增益Kp根据|G_i(j2πfc1)|的倒数来设置，积分增益Ki=Kp×2π×300rad/s。
按这个算法，可以大致得到Kp在0.05到0.1的量级，Ki在100到300的量级。这只是一个初值，最终需在Simulink里微调。调试顺序上，先只加比例项，观察是否出现振荡；再加积分项消除稳态误差。我自己跑的时候发现，Kp偏大时各相电流会在平均值附近高频抖动，Kp偏小时静态均流误差压不下来，Ki偏大时均流环和电压环耦合，输出电压出现低频振荡。
均流PI输出的限幅必须加，示例中限制ΔD_i在±0.05之间，对应占空比修正量±5%，不要把整个占空比范围放开，否则遇到大扰动时均流环会粗暴干预，把电压环的输出挤到饱和。
4.5 抗积分饱和的处理
均流环PI在仿真启动阶段尤其需要抗积分饱和。启动瞬间输出电压为零，电压环输出瞬间冲到最大占空比，均流环误差也很大，积分器如果无限积分，PI输出会长时间停留在限幅值上，导致启动过冲甚至振荡。
Simulink里的PID Controller模块自带Anti-windup选项，选择"limited"并设置输出上下限，就可以实现积分钳位。也可以手动搭一个带反馈的积分器结构。这条一定要做，很多"为什么仿真不收敛""为什么启动波形乱飞"的问题，八成都是积分饱和造成的。
5. 仿真结果怎么判读：稳态均流误差、动态响应与常见波形异常
模型跑起来了，波形也出来了，接下来最关键的一步是判读。不少人看到Scope里花花绿绿的曲线就觉得"模型对了"，实际上离正确还差得远。
5.1 正常仿真应该看到什么
稳态下，四相电感电流波形应该是频率相同、相位依次错开90°的锯齿波。每个相的直流分量应该在15A附近，纹波幅度接近9.26A。输出总电流应该稳定在60A。输出电容电压稳定在1.0V附近，纹波峰峰值不超过10mV。
交错效果体现在总电流波形上：把四相电流加起来（可以用Add模块），总电流纹波的频率应该是单相开关频率的4倍，且纹波峰峰值远小于单相纹波。如果示波器上总电流纹波频率还是fs而不是4fs，说明相位错开角度不对，或者四路PWM的占空比信号出现了不一致。这时优先检查四路锯齿波的偏移时间。
均流效果要看各相电流的平均值，而不是瞬时值。可以用Moving Average或者手动在MATLAB里取数据后均值，比较四相平均电流的相对误差。目标是把稳态均流误差控制在±3%以内。如果只有某一相偏差大，优先怀疑该相PWM的相位设置，其次检查该相电流采样回路是否接错。
给一个参考的判读表格：
| 检查项目 | 正常范围 | 异常排查方向 |
|---|---|---|
| 各相平均电流相对误差 | < ±3% | 相位偏移、采样同步、PI极性 |
| 总电流纹波频率 | 4×fs | 错相角度 |
| 输出电压纹波 | < 10mV | 电容ESR、总纹波电流 |
| 启动过冲 | < 5%Vout | 软启动、抗积分饱和 |
5.2 负载阶跃下的动态均流行为
用阶跃源在t=0.5ms处把负载从30A切换到60A，观察四相电流和输出电压的恢复过程。期望看到的响应是：输出电压跌落约20到30mV，随后在几十微秒内回到1.0V附近；四相电流在负载切换瞬间同时上升，然后均流环在数个开关周期内把各相电流重新拉齐。
如果切换后某一相电流明显高于其他相，说明均流环带宽太低或者均流PI增益不足。如果切换瞬间输出电压出现大幅振荡，说明电压环带过宽，或者均流环带宽离电压环太近，两个环在相互作用。
5.3 启动过冲和震荡：排查链路
启动阶段最容易出现的问题依次为：过冲过大、波形发散、负电流。正确的排查顺序是：
第一步检查软启动。有没有给参考电压加一个斜坡？在Simulink里用Ramp模块把Vref从0V斜升到1V，时间设为200μs到500μs，可以明显降低启动过冲。
第二步检查积分饱和。把PID模块的输出上下限在仿真启动阶段调到很窄，观察是否缓解。如果是，就要确认抗积分饱和功能已打开。
第三步检查步长。Max step size过大时，开关动作的细节丢失，波形出现数值振荡，现象是整个波形呈"毛刺状"发散。把Max step降到开关周期的1/100再看。
第四步检查死区。死区设置过短、仿真步长大于死区时间时，直通现象会在仿真中隐藏，但偶尔表现出离奇的电流尖峰。建议把死区时间设置为仿真步长的至少5倍以上。
5.4 参数扫描：用数据说话
均流环的鲁棒性可以通过扫描不同相参数来验证。比如把第二相电感DCR从0.5mΩ改成0.75mΩ，把第四相改成0.3mΩ，然后看均流环能把误差压到多小。在Simulink里可以配合MATLAB脚本循环运行模型，收集各相平均电流数据。
这个做法值得养成习惯。它能在硬件之前回答一个关键问题：在元件参数离散达到什么程度时，均流策略会失效。知道了这个边界，硬件BOM的物料公差要求就写在明面上了。
6. 仿真到硬件之间那层窗户纸：理想模型容易忽略的现实因素
Simulink这个模型跑得再好，也不能直接等于板子能工作。最后这部分聊聊模型和实物之间那些容易让工程师栽跟头的差异，以及仿真里如何尽量逼近现实。
6.1 开关器件的非理想特性
模型里的理想MOSFET忽略了栅极电荷、门极驱动电流、开关时间和体内二极管反向恢复。现实中，四相驱动电路的传播延迟不可能完全一致，哪怕只差50ns，折算到300kHz周期里也是1.5%的占空比偏差，足以造成明显的电流不均衡。
仿真中可以这样模拟：在某一相的PWM信号路径上加入一个Transport Delay模块，设延时为50ns，观察均流环是否还能修正。我测试过，死区200ns、驱动延时不匹配50ns时，平均电流均流环完全有能力修正稳态偏差，但在负载瞬态过程中会出现短暂的相间电流不平衡，幅度可达好几安培。硬件上这就是为什么高端驱动芯片会有专门的传播延迟失配指标。
6.2 电感的饱和与DCR温度漂移
模型里电感量是恒定不变的，但实际功率电感的饱和电流附近，电感量会急剧下降。如果某相电流均值在15A，而电感饱和电流只有18A，那电流纹波较大时峰值已经逼近饱和点，等效电感量下降，该相纹波变大，均流效果也会受影响。第5节的参数扫描如果换成在某个相的电感量打七折，就可以看到均流环需要多大裕量。
DCR的温度漂移也值得关注。铜的电阻温度系数约3900ppm/℃，电感温升40℃后DCR增加约15%。由于各相散热条件不同，DCR漂移也不会均匀。正因为所有相的DCR都会随温度变化，单纯的输出电压环无法修正相间失衡，均流环才必须具备一定的自适应能力。
6.3 数字控制的一拍延迟
示例模型里控制器是连续的模拟PI，但实际多相Buck的基本都会用MCU或DSP做数字控制。ADC采样需要时间，PWM更新要等下一个周期，从采样到占空比生效天然存在一拍延迟。这一拍延迟会给控制环路增加相位滞后。
在Simulink的均流误差信号路径上串联一个单位延迟模块（Unit Delay，采样时间等于开关周期），就能复现这个效果。你会发现原来调好的PI参数变差了，通常的做法是降低均流环带宽换取相位裕度。工程上很多数字电源的均流环带宽确实会刻意压在1kHz到2kHz，不为别的，就是为了容纳数字控制延时的影响。
6.4 寄生电感和布线差异
仿真模型里节点都是理想导体，但PCB上的每英寸走线大约有10nH到20nH的寄生电感。大电流路径上的寄生电感在开关瞬态会产生电压尖峰，四个桥臂到公共母线的走线长度不一致，还会导致各相看到的母线阻抗不同，进一步加剧不均流。这个效应很难在Simulink的初级模型里完整体现，但可以给每一相单独串一个小电感来观察趋势。更好的做法是直接从布局前的原理图仿真加上关键路径寄生参数，但那已经超出本篇的范围，属于更进阶的建模话题。
最后说点我自己的习惯
这篇示例模型我从参数估算到跑完波形大概花了大半天，其中真正调PI的时间并不长，大量时间花在采样同步和死区设置上。给第一次做多相Buck仿真的朋友三个建议：第一，务必先搭单相Buck，把电压环、占空比发波、死区这些基本功跑顺，再扩展成四相，否则故障定位会非常痛苦；第二，simulation步长和PWM死区的匹配关系从一开始就设置好，别等波形奇怪了再回来改；第三，均流环要先掐掉积分只调比例，波形稳定后再加积分，你会更清楚每一个参数的作用。等这个模型跑熟了，再去加数字控制延时、加寄生参数、做参数扫描，多相电源的很多问题就都能在电脑前面提前暴露。
