简介：《基于GD32F330的三相四桥臂逆变电源设计》面向电源工程师、逆变器开发者及国产MCU学习者，围绕GD32F330RBT6在三相四线UPS中的实现展开。内容涵盖系统结构、10路PWM与15路AD分配、推挽升压DC/DC单电压环控制（100kHz）、三相四桥臂R/S/T电压外环加电流内环与N相开环控制（19.2kHz），并涉及软件锁相、串口通信、Flash模拟EEPROM、电池管理、过欠压/过流/短路/过温保护及在线升级。资源包为1个PDF文件，约185KB，篇幅紧凑，便于对照硬件选型、算法移植和引脚规划。已有533人学习，可帮助读者梳理国产芯片方案的模块划分、保护逻辑及关键控制参数。
1. 一块 MCU 扛下 10 路 PWM 和 15 路采样：这套 gd32 三相逆变器方案的真实边界
做三相四线输出的电源，多数人第一反应是三桥臂加一对分裂电容，简单、成熟、少一个桥臂。可只要负载稍微不平衡，中点电位就开始飘，三相输出电压跟着歪，带单相满载时波形更是没法看。这套基于 gd32 平台的三相逆变器方案走的是另一条路：多一个桥臂专门去控中点，用一颗国产芯片 MCU 把推挽升压、四桥臂逆变、充电管理、保护逻辑和串口升级全兜住。它适合已经摸过 PWM 和 ADC、想完整走一遍数字电源闭环的中级硬件或嵌入式工程师，也适合手里正好有电池组和三相负载、需要一个可复现参考设计的团队。完全没碰过功率级的人先别急，这类板子上电即炸管，没有中间态可以试错。
2. 能量链路拆开看：推挽升压加四桥臂的分工与选型理由
2.1 从市电到电池再到母线：三段式能量流为什么要这么切
系统的入口是三相四线市电，先经过充电电路给电池组补能；市电掉电后，能量反过来由电池经 DC/DC 升压到高压母线，再由三相四桥臂逆变器逆变成三相交流输出。这条链路被切成"充电"和"放电"两段独立通路，不是为了画图好看，而是因为两段的工作点差异太大：充电侧要控电流、要判电池状态，电压等级低、动态慢；放电侧要在毫秒级把母线立起来，还要顶住负载突变。两条通路分开，控制目标互不打架，故障也能隔离——充电回路短路不该把逆变输出一起拉死。
母线必须独立升压这一步没什么可省的。电池组是低压直流，常见几十伏量级，要逆出三相四线的相电压和线电压，母线电压得显著高于线电压峰值，否则调制比直接顶到过调制区，波形削顶、谐波爆表。所以"电池 → 推挽升压 → 高压母线 → 四桥臂逆变"是这类中小功率储能逆变器的标准骨架，不是这一份设计独有的选择。
控制板的位置在中间：它同时管 DC/DC 和逆变两级，采样 15 路模拟量，输出 10 路 PWM。整个系统只有一颗 GD32F330RBT6，没有第二颗协处理器。这个约束决定了后面所有的软件结构——中断预算、采样时序、保护响应,都得在这一颗芯片里算清楚。
2.2 推挽拓扑为什么适合低压侧，以及 100kHz 开关频率的取舍
低压侧升压，可选的拓扑无非推挽、全桥、Boost 加隔离。这套设计选的是经典推挽升压：变压器原边中心抽头接电池正极，两个主开关管轮流导通，副边整流后经 LC 滤波得到母线。推挽最大的好处是驱动简单——两个管子的源极共地，不需要高边自举电路，也不需要隔离驱动，一路互补 PWM 加死区就能推。对成本敏感的板子，这一条就值回票价。
代价也很明确。推挽的变压器利用率只有单端的一半，同样功率下磁芯要大一号；两个主管的导通时间必须严格对称，否则直流分量累积会把磁芯推向饱和，这是血泪级的坑；变压器漏感在关断瞬间会和开关管结电容谐振，产生电压尖峰，母线上常见做法是加 RCD 吸收或者副边全桥整流后加钳位。这几条在原理图评审时要一条条对着看。
开关频率定在 100kHz，是一个体积和损耗的折中。频率往上走，变压器和滤波电感能缩小，但磁芯损耗按频率的 1.6 次方左右涨，开关损耗也跟着涨；频率往下走，变压器体积顶不住，动态响应也变慢。中小功率的推挽升压在 50kHz 到 150kHz 区间最常见，100kHz 落在一个比较舒服的位置：磁芯选常见的功率铁氧体就能压住温升，变压器也不用做太大。
注意：推挽两级主管如果共用一个定时器的两个通道，务必确认两路占空比之和严格小于 100%，留出的就是死区。软件里不要指望"我算出来刚好 50/50"，一定要在寄存器层面钳位。
2.3 四桥臂而不是三桥臂加分裂电容：中点可控性换来的代价
三桥臂逆变器带三相三线负载没问题，一旦要出中线、要带单相负载，就必须处理中点。传统做法是母线用两个电容串联造一个虚拟中点，但电容的均压能力有限，负载不平衡时中点电位会跟着负载跑，输出三相电压立刻不对称。要压住这个偏移，电容得做得很大，体积和成本都上去了。
四桥臂的思路是：再加一个半桥，专门驱动中线。这个桥臂可以主动往中点注入或抽取电流，把中点电位摁在想要的位置。带来的好处很直接——不平衡负载下三相电压仍然对称，直流电压利用率也比分裂电容方案高，因为不用给电容均压留裕量。对带单相负载、带非线性负载的场景，这个优势是实打实的。
代价同样要说清楚。多一个桥臂就是多两个功率管、多一路驱动、多一路 PWM；N 相电感要单独设计，电感量、饱和电流都得算；控制上多一个自由度，N 相的调制波怎么给，需要额外的算法；EMI 上共模噪声路径也变了。更关键的是，四桥臂的 N 相要真正闭环，必须有 N 相电流采样——而这份设计采集的 15 路模拟量里，只有 R、S、T 三相电感电流，没有 N 相电流。这就决定了 N 相只能开环，靠三次谐波注入的零序分量去驱动。
一句话总结选型逻辑：如果你只带三相对称负载，三桥臂更划算；只要有不平衡负载或者单相负载，四桥臂的中点可控性值这个成本，但前提是你接受 N 相开环带来的边界。
2.4 一颗 RBT6 扛全部控制：外设资源是怎么被榨干的
GD32F330RBT6 是 64 脚封装，选它而不是更小的 48 脚型号，核心原因就是引脚数不够用。数一下需求：10 路 PWM 占 10 个脚，15 路模拟输入占 15 个脚，串口收发 2 个脚，SWD 调试 2 个脚，再加上继电器控制、风扇、指示灯、电池检测使能这些零碎 GPIO，48 脚根本排不开。RB 后缀的存储容量也留了余量，控制环、保护阈值、串口升级的 bootloader 都要占空间。
外设分配上，三相互补 PWM 交给 TIMER0——这是片上的高级定时器，CH0/CH1/CH2 三路都带互补输出和硬件死区，正好对应 R、S、T 三相的上下管。N 相单独用 TIMER15 的 CH0 加互补通道，它同样带死区和互补能力。DC/DC 推挽用 TIMER2 的 CH0/CH1，通用定时器足够，推挽不需要互补死区之外的复杂功能。
模拟侧是这套设计里比较紧的地方。15 路采样全部落在 ADC0 的通道上：PA0 到 PA7 对应 IN0 到 IN7，PB0、PB1 对应 IN8、IN9，PC0、PC1、PC2、PC4、PC5 对应 IN10 到 IN15，中间 PC3 空着。这意味着 15 路必须靠规则组序列扫描加 DMA 搬运来完成，没有第二组 ADC 帮你并行分担。后面第 3 章会详细算这笔时序账，先记住这个结论：采样时间是这套设计里第一个要抠的参数。
3. 10 路 PWM 与 15 路采样：引脚表怎么落成能跑的初始化代码
3.1 PWM 引脚分配表的读法：三组定时器各管一段
先把表里的映射关系理清楚。DC/DC 推挽占两路，PC6 走 TIMER2_CH0，PC7 走 TIMER2_CH1，这两路是推挽的两个主管，互补导通，各占略小于 50% 的占空比。表里两路都标成 DCDCPWM1，按通道号理解就是推挽的两只管子，画原理图时别被这处笔误带偏。
逆变侧占八路，分四组：
| 桥臂 | 上管引脚 | 复用功能 | 下管引脚 | 复用功能 |
|---|---|---|---|---|
| R 相 | PA8 | TIMER0_CH0 | PB13 | TIMER0_CH0_ON |
| S 相 | PA9 | TIMER0_CH1 | PB14 | TIMER0_CH1_ON |
| T 相 | PA10 | TIMER0_CH2 | PB15 | TIMER0_CH2_ON |
| N 相 | PB8 | TIMER15_CH0 | PB8 对应互补 | TIMER15_CH0_ON |
R、S、T 三相全部挂在 TIMER0 上，共用同一个计数器，这一点非常关键：三相同步调制、死区一致、载波相位严格对齐，不会出现某一相载波错位导致的环流。N 相单独用 TIMER15，代价是它的载波和前三相不同源，如果两颗定时器同时启动有偏差，N 相桥臂的开关时刻会和三相错开一点，共模噪声会略差。常见做法是在初始化时用同一个触发源同时启动两颗定时器，把偏差压到一个时钟周期以内。
表里 N 相下管写作 PN8，这是原文档的一处笔误，按 PB8 理解即可，PB8 在 GD32F330 上确实可以复用成 TIMER15_CH0_ON。这类笔误在抄板子的时候最要命，画 PCB 之前一定对着数据手册的复用功能表逐脚核一遍。
3.2 中心对齐与硬件死区：为什么死区不能靠软件插
三相逆变用中心对齐模式比边沿对齐更合适。中心对齐时计数器先加到峰值再减回零，一个开关周期内比较匹配两次，输出波形关于周期中心对称，低次谐波明显更干净，ADC 也正好可以在计数器峰值那一刻触发采样，避开开关动作的噪声窗口。
中心对齐下的频率公式是 f = TIMER_CK / (2 × (ARR + 1))，比边沿对齐多一个 2 倍。以 19.2kHz 为目标，定时器时钟按实际系统填，ARR 要按这个公式倒算，不能拿边沿对齐的算法直接套。
/* 三相互补 PWM 初始化：TIMER0 中心对齐 + 硬件死区 */ #define INV_PWM_HZ 19200U /* 逆变开关频率 19.2kHz */ #define TIMER0_CK 120000000U /* 按实际定时器时钟修改 */ #define INV_ARR ((TIMER0_CK / (2U * INV_PWM_HZ)) - 1U) /* 3124 */ #define INV_DEADTIME 120U /* 死区计数值，单位 tDTS，见下文换算 */ static void inv_pwm_init(void) { timer_parameter_struct tp; timer_oc_parameter_struct oc; rcu_periph_clock_enable(RCU_GPIOA); rcu_periph_clock_enable(RCU_GPIOB); rcu_periph_clock_enable(RCU_AF); rcu_periph_clock_enable(RCU_TIMER0); /* 上管：复用推挽输出，高速档 */ gpio_init(GPIOA, GPIO_MODE_AF_PP, GPIO_OSPEED_50MHZ, GPIO_PIN_8 | GPIO_PIN_9 | GPIO_PIN_10); /* 下管：互补通道，同样复用推挽 */ gpio_init(GPIOB, GPIO_MODE_AF_PP, GPIO_OSPEED_50MHZ, GPIO_PIN_13 | GPIO_PIN_14 | GPIO_PIN_15); timer_deinit(TIMER0); tp.prescaler = 0; /* 不分频，死区分辨率最高 */ tp.period = INV_ARR; tp.clockdivision = TIMER_CKDIV_DIV1; tp.counterdirection = TIMER_COUNTER_UP; tp.alignedmode = TIMER_COUNTER_CENTER_BOTH; /* 中心对齐，上下都产生事件 */ tp.repetitioncounter = 0; timer_init(TIMER0, &tp); /* CH0/CH1/CH2 全部配成互补 PWM 输出 */ timer_channel_output_struct_para_init(&oc); oc.outputstate = TIMER_CCX_ENABLE; oc.outputnstate = TIMER_CCXN_ENABLE; /* 互补通道必须打开 */ oc.ocpolarity = TIMER_OC_POLARITY_HIGH; oc.ocnpolarity = TIMER_OCN_POLARITY_HIGH; oc.ocidlestate = TIMER_OC_IDLE_STATE_LOW; oc.ocnidlestate = TIMER_OCN_IDLE_STATE_LOW; timer_channel_output_config(TIMER0, TIMER_CH_0, &oc); timer_channel_output_config(TIMER0, TIMER_CH_1, &oc); timer_channel_output_config(TIMER0, TIMER_CH_2, &oc); /* 死区：寄存器只接受 8 位编码，换算关系见下面的说明 */ timer_channel_output_deadtime_config(TIMER0, INV_DEADTIME); timer_channel_output_mode_config(TIMER0, TIMER_CH_0, TIMER_OC_MODE_PWM0); timer_channel_output_mode_config(TIMER0, TIMER_CH_1, TIMER_OC_MODE_PWM0); timer_channel_output_mode_config(TIMER0, TIMER_CH_2, TIMER_OC_MODE_PWM0); timer_primary_output_config(TIMER0, ENABLE); /* 高级定时器主输出必须使能 */ timer_auto_reload_shadow_enable(TIMER0); /* ARR 写入进影子寄存器，防撕裂 */ timer_enable(TIMER0); }这段代码里有几个容易忽略的点。oc.outputnstate必须显式设成TIMER_CCXN_ENABLE，否则互补通道根本没输出，示波器上只能看到上管波形，会误判成下管驱动坏了。timer_primary_output_config是所有高级定时器输出的总闸，不打开的话三路 PWM 全部挂死——这个坑我见过太多次，新手排查半天以为定时器没跑起来。timer_auto_reload_shadow_enable打开后 ARR 写入先进影子寄存器，在下一个更新事件才生效，避免运行中改周期把波形撕开。
死区值这块要单独讲。死区寄存器是 8 位，不是一个线性的计数值，而是分段的：编码小于 128 时，步进等于一个 tDTS；128 到 191 之间，步进是两个 tDTS；192 到 223 之间步进八个 tDTS；224 到 255 之间步进十六个 tDTS。tDTS 就是定时器的计数时钟周期。假设定时器时钟 120MHz，tDTS 约 8.33ns，那么低段的死区分辨率就是 8.33ns，最大只能做到 127 × 8.33ns 约 1.06us。如果功率管是 IGBT，需要 2us 以上的死区，低段就不够用，必须切到高步进段，代价是分辨率变成一百多纳秒一档，没法精细调。
实际配置时先定目标死区时间，反推编码值，再核对落到了哪一段、实际误差多少，最后一定要用示波器双通道看上下管驱动波形的重叠区，别只信计算。
3.3 15 路 AD 全在 ADC0：序列扫描加 DMA 的时序账
15 路模拟量全部挂在 ADC0 上，这是这套设计的硬约束。ADC0 的规则组最多支持 16 个转换序列，配成 15 个通道按固定顺序扫描，转换结果由 DMA 循环搬运到内存数组，CPU 完全不参与搬运。这是标准做法，关键在于时序能不能算得过来。
ADC 的转换时间由采样时间和固定转换时间两部分组成，12 位精度下固定部分约 12.5 个 ADC 周期。采样时间可配，常见档位包括 13.5、28.5、41.5、55.5 个周期等。假设 ADC 时钟取 14MHz：
- 采样时间 13.5 周期：单通道 (13.5 + 12.5) / 14MHz ≈ 1.86us，15 路约 27.9us
- 采样时间 55.5 周期：单通道 (55.5 + 12.5) / 14MHz ≈ 4.86us，15 路约 72.9us
19.2kHz 的开关周期只有 52us 左右。用 55.5 周期采样，15 路扫完要 73us，比一个控制周期还长，第一路和最后一路的数据根本不在同一个时间切片里，控制环拿到的量测是"拼接"的，环路必然抖。这是这套设计里最容易被忽略、又最直接导致调试失败的坑。
工程上的处理办法有三条，通常组合使用。第一，把采样时间压到 13.5 周期，15 路控制在 28us 以内，留出 20 多微秒给算法。这对采样保持电路的驱动能力有要求，源阻抗要低，前级运放输出阻抗和 ADC 采样电容的建立时间要算过。第二，把慢变量从快速序列里摘出去——散热器温度、参数 1、参数 2 这三路的变化时间常数是秒级的，完全没必要每个开关周期采一次，可以用软件分频，比如 100 个周期采一次，或者干脆放到后台主循环里用单次转换做。第三，如果还是紧张，把部分通道分给 ADC1 并行采，代价是多一套 DMA 和同步逻辑。
/* 15 路规则组序列 + DMA 循环搬运 */ #define ADC_SEQ_LEN 15U uint16_t adc_raw[ADC_SEQ_LEN]; /* DMA 目标缓冲区，顺序与序列一致 */ static void adc_dma_init(void) { dma_parameter_struct dp; rcu_periph_clock_enable(RCU_GPIOA); rcu_periph_clock_enable(RCU_GPIOB); rcu_periph_clock_enable(RCU_GPIOC); rcu_periph_clock_enable(RCU_ADC0); rcu_periph_clock_enable(RCU_DMA0); /* 全部模拟输入脚配成模拟模式 */ gpio_init(GPIOA, GPIO_MODE_AIN, GPIO_OSPEED_50MHZ, GPIO_PIN_0 | GPIO_PIN_1 | GPIO_PIN_2 | GPIO_PIN_3 | GPIO_PIN_4 | GPIO_PIN_5 | GPIO_PIN_6 | GPIO_PIN_7); gpio_init(GPIOB, GPIO_MODE_AIN, GPIO_OSPEED_50MHZ, GPIO_PIN_0 | GPIO_PIN_1); gpio_init(GPIOC, GPIO_MODE_AIN, GPIO_OSPEED_50MHZ, GPIO_PIN_0 | GPIO_PIN_1 | GPIO_PIN_2 | GPIO_PIN_4 | GPIO_PIN_5); adc_deinit(ADC0); /* ADCCLK = PCLK2 / 4，按实际总线频率算，不要超过手册上限 */ rcu_adc_clock_config(RCU_CKADC_CKAPB2_DIV4); adc_mode_config(ADC_MODE_FREE); /* 序列长度 15，逐个挂通道，采样时间统一 13.5 周期 */ adc_channel_length_config(ADC0, ADC_ROUTINE_CHANNEL, ADC_SEQ_LEN); adc_routine_channel_config(ADC0, 0, ADC_CHANNEL_0, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PA0 R 相电压 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 1, ADC_CHANNEL_1, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PA1 S 相电压 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 2, ADC_CHANNEL_2, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PA2 T 相电压 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 3, ADC_CHANNEL_3, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PA3 R 相电流 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 4, ADC_CHANNEL_4, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PA4 S 相电流 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 5, ADC_CHANNEL_5, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PA5 T 相电流 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 6, ADC_CHANNEL_6, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PA6 R 相市电 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 7, ADC_CHANNEL_7, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PA7 S 相市电 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 8, ADC_CHANNEL_8, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PB0 T 相市电 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 9, ADC_CHANNEL_9, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PB1 母线电压 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 10, ADC_CHANNEL_10, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PC0 电池电压 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 11, ADC_CHANNEL_11, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PC1 充电电流 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 12, ADC_CHANNEL_12, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PC2 散热器温度 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 13, ADC_CHANNEL_14, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PC4 参数 1 */ adc_routine_channel_config(ADC0, 14, ADC_CHANNEL_15, ADC_SAMPLETIME_13POINT5); /* PC5 参数 2 */ dma_deinit(DMA0, DMA_CH0); dma_struct_para_init(&dp); dp.direction = DMA_PERIPHERAL_TO_MEMORY; dp.memory_addr = (uint32_t)adc_raw; dp.memory_inc = DMA_MEMORY_INCREASE_ENABLE; dp.periph_addr = (uint32_t)&ADC_RDATA(ADC0); dp.periph_inc = DMA_PERIPH_INCREASE_DISABLE; dp.memory_width = DMA_MEMORY_WIDTH_16BIT; dp.periph_width = DMA_PERIPH_WIDTH_16BIT; dp.number = ADC_SEQ_LEN; dp.priority = DMA_PRIORITY_HIGH; dma_init(DMA0, DMA_CH0, &dp); dma_circulation_enable(DMA0, DMA_CH0); dma_channel_enable(DMA0, DMA_CH0); adc_dma_mode_enable(ADC0); /* ADC 转换完成直接触发 DMA 请求 */ adc_external_trigger_config(ADC0, ADC_ROUTINE_CHANNEL, EXTERNAL_TRIGGER_ENABLE); adc_external_trigger_source_config(ADC0, ADC_ROUTINE_CHANNEL, ADC0_1_EXTTRIG_ROUTINE_T0_TRGO); /* 由 TIMER0 触发 */ adc_enable(ADC0); delay_1ms(1); /* 上电稳定，手册要求 */ adc_calibration_enable(ADC0); /* 校准必须做，不做零点漂移 */ adc_software_trigger_enable(ADC0, ADC_ROUTINE_CHANNEL); }代码里有两处参数值得多说。RCU_CKADC_CKAPB2_DIV4是 ADC 时钟分频，必须保证分频后的 ADC 时钟在手册允许的上限之内，超了读数会整体偏移甚至乱跳。ADC0_1_EXTTRIG_ROUTINE_T0_TRGO表示用 TIMER0 的 TRGO 事件触发序列转换，这样采样时刻就由 PWM 定时器硬件决定，不依赖软件定时器，抖动小一个数量级。
缓冲区的顺序就是序列配置的顺序，下标 0 到 14 与表中的采样通道一一对应。控制环里按语义取用，别用裸下标满天飞，否则以后调整序列顺序会全线崩。
3.4 采样时刻与开关时刻对齐：把噪声窗口躲开
采样什么时候触发，比采样多快更影响精度。三相桥臂在开关瞬间会产生大幅度的 dv/dt 和 di/dt，如果采样落在开关动作之后的一两个微秒里，运放输出还没建立，采样值就是错的，反映到控制环里就是每周期一次的尖刺。
中心对齐模式下，计数器走到峰值那一刻，四组桥臂的开关状态刚好处于一个周期的中间位置，距离上下一次开关动作都最远，是最干净的采样窗口。把 TIMER0 的 TRGO 配成峰值触发，ADC 序列就在这一刻启动。15 路扫完约 28us，整个窗口都在开关动作的间隙里，不会撞上。
还要注意 ADC 序列的扫描顺序。把响应要求高的通道排前面——三相电压、三相电流放在最前面，母线和电池电压居中，温度和参数放最后。这样即使序列被拉长，关键量测的采样时刻也是最早的、最一致的。
4. 100kHz 单电压环与 19.2kHz 双环：控制环怎么落到中断里
4.1 DC/DC 单电压环：为什么一个环就够，以及中断该怎么分频
推挽升压这一级的目标非常单一：把电池电压升到母线电压并且稳住。它不负责输出波形质量，不负责三相平衡，只要母线电压稳、纹波小、动态跟得上，任务就完成了。所以单电压环足够了——采母线电压，和给定比较，PI 输出直接就是推挽的占空比。加电流环在这个场景里意义不大，除非你要做输入限流或者电池侧恒功率保护。
麻烦在中断预算上。开关频率 100kHz，周期只有 10us。如果每个开关周期都进一次中断跑 PI，在百兆级别的 MCU 上，一次中断进出加浮点运算很容易吃掉几百个周期，10us 里留给算法的时间所剩无几，跑满占空比之后 CPU 别的事情都干不了。
我的做法是让 PWM 继续跑 100kHz，但控制环降频执行。推挽的 LC 滤波器截止频率通常在几 kHz，控制环带宽只会更低，10kHz 的执行频率完全够用，动态几乎不受影响。实现上用 TIMER2 的更新中断，在中断里做一个计数器，每 10 次更新事件跑一次 PI，其余 9 次直接返回。这样 CPU 占用降一个数量级，母线纹波看不出区别。
/* 推挽升压：10kHz 执行的控制环，运行在 TIMER2 更新中断里 */ #define DCDC_DIV 10U /* 100kHz / 10 = 10kHz 控制频率 */ #define VBUS_TARGET 0.0f /* 母线电压给定，按实际标定量纲填 */ #define DUTY_MAX 0.470f /* 单管占空比上限，两管之和必须 < 1 */ static volatile uint8_t dcdc_cnt = 0; static pi_t vbus_pi; /* 电压环 PI 结构体，见 4.2 */ void TIMER2_IRQHandler(void) { if (timer_interrupt_flag_get(TIMER2, TIMER_INT_FLAG_UP) == RESET) { return; } timer_interrupt_flag_clear(TIMER2, TIMER_INT_FLAG_UP); if (++dcdc_cnt < DCDC_DIV) { return; /* 其余 9 次直接退出，省 CPU */ } dcdc_cnt = 0; float vbus = adc_to_volt(adc_raw[IDX_VBUS]); /* 母线电压，含滤波 */ /* 前馈项：给定越大，基础占空比越大，减轻 PI 负担 */ float ff = vbus_ff_table(vbus); float duty = pi_calc(&vbus_pi, VBUS_TARGET - vbus, ff); /* 占空比硬钳位，任何情况下不允许两管直通 */ if (duty > DUTY_MAX) { duty = DUTY_MAX; } if (duty < 0.0f) { duty = 0.0f; } /* 只写比较寄存器，影子寄存器保证在下一个更新事件生效 */ timer_channel_output_pulse_value_config(TIMER2, TIMER_CH_0, (uint32_t)(duty * DCDC <p> <a href="https://download.csdn.net/download/weixin_43734531/84992398" style="color:#ec7500;font-size:14px;"> 本文还有配套的精品资源，点击获取 </a> <img alt="menu-r.4af5f7ec.gif" src="https://csdnimg.cn/release/wenkucmsfe/public/img/menu-r.4af5f7ec.gif" style="width:16px;margin-left:4px;vertical-align:text-bottom;cursor:text;"> </p>
