标准文本里，一个OFDM帧排得整整齐齐：几百上千个子载波在频率上等间距铺开，符号在时间上依次排列，导频（收发两端预先约定的已知参考点）落在固定格点上，星座点位于标称位置。照这张图，解码近乎一道填空题。
天线收到的采样不是这样。它没有帧头，符号边界未知，中心频率偏了几十赫兹甚至更多，幅度持续起伏，邻频强台压在旁边。接收机要做的第一件事，是在尚不知道信号结构的前提下把它对回标准那张图：对齐、跟踪，再在对不齐、跟不上的地方把它恢复出来。
DAB用差分调制，每个符号与前一符号比相位，可绕开一部分这类问题。DRM和CDR是相干体制，子载波承载绝对的幅度和相位，对齐无法省略。本号此前梳理过车规调谐器内部的信号链，这条链上最难的几级，到了真实信号上才暴露出全部问题。
▲图：接收机收到的采样没有边界、带有频偏（左）；同步在信号结构未知的前提下，把它对回标准定义的时频格点（右）。
先把它锁住
同步分粗、细两步。
OFDM每个符号前面接了一段自身尾部的拷贝，称为循环前缀。它本用于对抗多径，同时也给同步提供了抓手：将接收信号与延迟一个符号长度的自身做相关，相关峰的位置给出符号边界，峰的相位给出小数倍频偏。一次相关，同时得到符号定时和细频偏，且不依赖节目内容，只用信号自身的结构。
粗同步之后，还剩整数倍频偏和帧起点，由导频解决。DRM的参考导频分三类：频率参考、时间参考、增益参考。频率参考单元固定落在相对中心载波750、2250、3000 Hz的位置（稳健性模式A到D），把它们的频谱位置与标准比对，即可锁定整数倍频偏；时间参考单元只出现在每帧第一个OFDM符号上，循环前缀自相关给出的粗定时一个符号周期就重复一次、分不清哪个符号才是帧头，这道模糊靠时间参考消解。至此，接收机才在信号中完成定位。
更难处理的是采样钟。本地晶振与发射端时钟存在残余频差，FFT取窗位置会逐符号累积偏移，子载波相位随之线性旋转，符号越靠后，整片星座转得越多。因此同步是一条持续运行的跟踪环路，而非开头对一次就完事，要在解调过程中不断把这一漂移校正回来。
低信噪比下更困难。SNR只有几个dB时，导频本身也淹没在噪声里，用带噪参考估计偏差，估值方差很大。车辆穿过隧道、高架、密集楼群时信号会突然中断，环路失锁，恢复后必须快速重捕获，且切换不能产生可闻的中断。捕获算法的设计余量主要消耗在这类反复失锁、重锁的工况上，而非稳定的强信号。
跟住时变信道
频率和时间同步之后，还需信道估计：相干解调必须知道信道对每个子载波幅度和相位的改变量，否则星座旋转、缩放，无法判决。
依据仍是导频。DRM里专做这件事的是增益参考单元，标准写明它用于相干解调，散布在整张时频网格上；CDR把导频分成连续导频和离散导频，离散导频在相邻符号上位置错开，正是用来插值跟踪信道的那批。取值收发两端已知，接收值与已知值一比，就得到这些格点上的信道响应。导频只占少数格点，其余承载数据的格点上的信道，需由这些已知点插值得到：先沿频率方向，再沿时间方向，或二维联合。插值精度直接决定星座质量——插得准，星座收敛清晰；插得差，星座弥散，后续无法补救。
▲图：导频只占网格上少数已知点，其余格点的信道由它们插值得到。插值精度直接决定星座是收敛还是弥散。
家用接收机静止，信道近似不变，一次估计可长期使用。车载不同：车速一旦上来，信道持续变化，当前符号的估计到下一符号即失效。信道近似不变的时间窗称为相干时间，车速越高、载频越高，相干时间越短，短到时间方向上稀疏的导频不足以跟踪其变化。运动还引入多普勒，各条多径因相对速度不同产生不同频移，叠加成一片频率扩散，破坏子载波间的正交性。
城区是另一种问题。高楼反射形成的多径时延很长，逼近甚至超过循环前缀的覆盖范围，超出部分形成符号间干扰。DRM的稳健性模式A到D，保护间隔与有效符号长度之比从1/9一路加到11/14，最差的D模式按标准的说法是留给严重时延和多普勒扩散的信道。CDR是另一种切法：传输模式2把子载波间隔加宽到约797 Hz、为模式1和3的两倍，符号随之缩短，换取对高多普勒的容忍；模式1则保留长保护间隔对付大时延。两套标准都在同一组矛盾上取舍——保护间隔管时延扩散，子载波间隔管多普勒。车载接收普遍比家用配置更多算力和通道，相当一部分用于在时间方向上更密集地跟踪时变信道。这是车规与家用之间的实质差别。
把置信度带进译码器
信道均衡之后，子载波上的星座点解映射为比特。这里有一个容易忽略、影响却很大的选择：输出硬比特还是软比特。
硬比特直接判为0或1。软比特在0/1之外附带一个置信度：星座点离判决边界越远，置信度越高；越靠近边界，置信度越低。将置信度保留并送入纠错译码器，相比只送0/1硬判决，可换来约2 dB的解调门限增益。软信息不能丢，丢掉就是浪费前面挣来的信号质量。
软比特先解交织。DRM的元胞交织把相邻QAM元胞在时间上准随机地打散，发射端这么做是为抗突发衰落：一次深衰落破坏的是一片连续格点，映射回原始码流却是分散的少量错误，落在纠错码的能力范围内。解交织把打散的比特恢复原序。恢复后的码流进入信道译码：DRM用多级编码，底层卷积码配维特比译码，CDR用LDPC，将带错的软信息恢复为基本无误码的传输流。能否纠正，取决于前几级留下的信号质量：同步残差、信道估计精度、星座弥散程度，到这一步全部体现为误码率。
最后一道：救不回来的那一帧
纠错能力再强，也有纠不回来的帧。DRM给每个音频帧附了16比特的内容CRC，覆盖整个USAC接入单元；解码器先过CRC，再跑一串合理性检查，任一不过，这帧就判作坏帧——信号短暂中断、整帧丢失也归到这里。
此时三种处理方式都不可取：让坏数据直接出声，会产生爆音；直接静音，断续的静音比连续噪声更刺耳；将上一帧原样重放，重复音色会带来明显的金属感。标准给的推荐办法是在两个有效音频帧之间内插，并写明这会增加解码延迟；落到实现上，是在频域按相邻帧对丢失的谱线插值，能量沿一条曲线衰减而非突然截断，连续丢帧时逐步淡出，为信号恢复后的重新接入留出过渡。
▲图：当一帧CRC校验失败或丢失，错误隐藏生成一个尽量不可闻的替代帧：硬切产生爆音和卡顿，渐隐才能平滑衔接。
这一级已脱离信道，处在最接近听感的位置。标准对错误隐藏只规定了性能下限：要求实现至少达到所列隐藏方法的效果，允许各家做得更好。相同的发射信号、相同的前端下，错误隐藏的优劣直接决定接收机听感是平稳还是破碎。如何补一帧，取决于该帧在编码中的结构，这已落进音频解码本身的范畴。
标准画了终点，没画路
标准定义的是终态：子载波位置、导频位置、星座映射、比特排列。它没有规定的，是如何从一段无边界、有频偏、幅度起伏的采样，走到一段连续无中断的音频。中间这几级，没有一处能靠查表完成：
同步要在信号结构未知时完成对齐，并持续校正采样钟漂移；信道估计要跟踪随车速变化的信道，应对城区的多径和多普勒；软判决要把每个比特的置信度完整传入译码器；错误隐藏要为纠不回的帧给出尽量不可闻的替代。
每一级都需要在真实信号上反复验证、调整，覆盖到最差的工况。接收机的难点不在单个算法，而在这一整条把现实条件逐级消化的链路。把某个算法实现出来，距离一台能在车上稳定工作十年的接收机，还隔着大量真实信号下的工程打磨。
参考资料
ETSI ES 201 980 v4.3.1（DRM系统规范）、GY/T 268.1（调频频段数字音频广播：信道帧结构、信道编码和调制）标准文本
本号历史内容：《一颗车规调谐器里发生了什么：从天线到PCM，沿着接收信号链走一遍》、《读懂一台DRM接收机：从射频到声音，沿着物理链路看参数》
